趙皆輝，劉興輝，阮 昊，霍建龍，張治東，趙宏亮

（1.遼寧大學(xué)物理學(xué)院，沈陽 110000；2.江蘇集萃智能集成電路設(shè)計技術(shù)研究所有限公司，江蘇無錫 214000）

1 引言

近年來，基于數(shù)?；旌显O(shè)計的智能功率集成電路（Smart Power Integrated Circuit，SPIC）因集成度高、易于控制等特點而逐漸應(yīng)用于航空電子設(shè)備、汽車電子和工業(yè)控制等領(lǐng)域[1]。通過采用大規(guī)模的數(shù)字電路設(shè)計，將電流調(diào)節(jié)模式、驅(qū)動控制模式、延時、可測性設(shè)計以及可編程的多次修調(diào)功能引入到系統(tǒng)中，增加了芯片的靈活性，提升了故障追溯能力，縮短了產(chǎn)品的研發(fā)周期。為追求更高的性能，系統(tǒng)通常需要更高頻率的時鐘信號，但當(dāng)片內(nèi)振蕩器頻率較高時，驅(qū)動電路內(nèi)部會產(chǎn)生很大的電壓、電流變化率，對周圍電子設(shè)備產(chǎn)生很強的電磁干擾（Electromagnetic Interference，EMI），嚴重影響系統(tǒng)穩(wěn)定性[2-3]。文獻[4]針對上述問題提出了三角波調(diào)制的張弛比較器設(shè)計，通過降低di/dt來抑制EMI。但隨著振蕩頻率的上升，高次諧波上的頻譜峰值仍然較高，嚴重限制了電路性能。另一方面，SPIC 的核心部分是驅(qū)動電路，驅(qū)動電路通常分為高邊驅(qū)動和低邊驅(qū)動，分別用來產(chǎn)生高、低邊功率器件的柵驅(qū)動信號[5]；考慮到輸出同等大小電流時PMOS 面積會比NMOS 面積大一倍，通常采用N 型功率管作為功率器件。為使NMOS 管完全導(dǎo)通，高邊驅(qū)動電路需要提供一個比電源VDDH高5 V 的電壓，而高邊驅(qū)動中的高低壓轉(zhuǎn)換以及相對于電源的升壓設(shè)計一直是該類芯片的設(shè)計難點。

為解決上述問題，本文提出一種基于抖頻技術(shù)的擴頻振蕩電路，在提高振蕩器工作頻率的同時抑制了EMI，為數(shù)字模塊和升壓電路提供時鐘；提出的電平移位器可以防止功率管柵極電壓過高而被擊穿，同時提出的電荷泵保護電路可以防止電荷泵輸出電壓過高和過低造成的柵擊穿和功率損耗問題。

2 系統(tǒng)分析

2.1 傳統(tǒng)高邊驅(qū)動電路

全NMOS 結(jié)構(gòu)的傳統(tǒng)高邊驅(qū)動電路如圖1 所示，控制信號經(jīng)過高壓電平移位電路、濾波器電路和驅(qū)動電路后控制高邊功率管的通斷。采用自舉升壓電路產(chǎn)生驅(qū)動電壓，通過VOUT的變化來抬高電位，不需要額外的時鐘信號，結(jié)構(gòu)相對簡單。工作原理如下：當(dāng)?shù)瓦咈?qū)動信號為邏輯高時，低邊功率管導(dǎo)通，浮動電位VOUT被拉低到地電位。此時，二極管DZ正向?qū)ǎ琕DDL對電容Cj充電，Vj等于VDDL。當(dāng)高邊驅(qū)動信號為邏輯高時，高邊功率管導(dǎo)通，VOUT被上拉到電源VDDH上，且DZ反向截止。由于電荷守恒原理，Cj兩端電壓不能突變，Vj被自舉到VDDH+VDDL，實現(xiàn)了驅(qū)動信號的升壓。此種方法在傳統(tǒng)功率驅(qū)動電機中被廣泛采用。

圖1 傳統(tǒng)高邊驅(qū)動電路

該設(shè)計方案存在一些缺點：（1）由于Cj充電需要一段時間，限制了電路的最低頻率和占空比范圍；（2）由于數(shù)?；旌显O(shè)計中大規(guī)模數(shù)字電路的引入，沒有提供時鐘信號的振蕩器電路；（3）在自舉電路開啟時會承受顯著的功耗，從而降低整體的效率。

2.2 本文提出的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

為了解決傳統(tǒng)高邊驅(qū)動電路運用在數(shù)?；旌显O(shè)計中存在的問題，本文對上述系統(tǒng)結(jié)構(gòu)進行了改進，改進后的具體電路系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖2 所示。與傳統(tǒng)高邊驅(qū)動電路相比，本文提出的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)通過基于抖頻技術(shù)的擴頻振蕩電路設(shè)計，產(chǎn)生周期性頻率變化的方波為數(shù)字電路和電荷泵電路提供時鐘信號，可以大大改善輸出信號的電磁兼容性；利用帶保護電路的電荷泵結(jié)構(gòu)和新型電平移位模塊代替自舉升壓電路和傳統(tǒng)電平移位模塊，可以高效率地對電壓進行變換，達到100%占空比工作狀態(tài)，在4.5～37 V 電源電壓范圍內(nèi)電路仍然可以穩(wěn)定工作。

圖2 新型高邊驅(qū)動電路

2.2.1 基于抖頻技術(shù)的擴頻振蕩器

抖頻技術(shù)的主流設(shè)計方案有3 種，分別為模擬抖頻、隨機抖頻及周期抖頻。其中模擬抖頻的頻率變化是連續(xù)的，相比數(shù)字抖頻來說頻譜能量會分散得更為均勻，不會引入高頻開關(guān)噪聲，性能更好。但模擬抖頻結(jié)構(gòu)復(fù)雜，需要額外的低頻振蕩器和片外大電容，占用極大的芯片面積。數(shù)字方法中的隨機抖頻相比周期抖頻有更好的降低頻譜能量的效果，但一般需要額外的數(shù)字計數(shù)器或Sigma-Delta 調(diào)制器結(jié)構(gòu)，進一步增加了數(shù)字電路的復(fù)雜程度和可靠性。本設(shè)計采用了數(shù)字電路實現(xiàn)的周期抖頻，在能夠滿足系統(tǒng)EMI 要求的情況下盡量降低成本，提高穩(wěn)定性。

本文提出的基于抖頻技術(shù)的擴頻振蕩器如圖3 所示，采用單門限張弛振蕩器設(shè)計，通過改變電容C3、C4充電電流IOSC的大小來改變振蕩器的頻率；通過數(shù)字電路中的4 位計數(shù)器來產(chǎn)生4 位周期性變化的抖頻代碼。S1～S4分別控制MOS 管NM2～NM5 支路的導(dǎo)通與關(guān)斷，從而改變IOSC的大小。將NM1、NM2、NM3、NM4、NM5、NM6 寬長比比例設(shè)置為12∶8∶4∶2∶1∶48，可以保證振蕩電流呈步進式變化，當(dāng)計數(shù)器由1111 至0000 變化時，時鐘頻率在25 μs 周期內(nèi)完成一次從fmin（4.8 MHz）到fmax（6.13 MHz）之間的頻率抖動，中心頻率fc為5.3 MHz，頻率擴展幅度百分比ABW為：

圖3 基于抖頻技術(shù)的擴頻振蕩器

抖頻的原理是對載波頻率的調(diào)制，根據(jù)Parseval定理，如果時域信號的能量保持不變，那么頻域的能量也保持不變。當(dāng)開關(guān)頻率和頻帶的諧波頻率展開，就必然會降低頻帶的準峰值和平均值，從而降低了電磁干擾[6]。下面從傅氏級數(shù)及空間交變電磁場的角度對抖頻技術(shù)如何抑制EMI 進行分析。

對于頻率為f0、幅度為a 的方波信號進行傅里葉變換：

在振蕩頻率及其奇次諧波這些離散的頻率點上頻譜峰值很高、干擾能量集中時會產(chǎn)生更嚴重的電磁干擾。采用抖頻技術(shù)可以將干擾信號的頻帶展寬Δf 在總能量不變的前提下，使干擾能量分散到附近的邊頻帶上，從而降低頻譜峰值，滿足系統(tǒng)對電磁兼容性的要求。根據(jù)文獻[7]，EMI 能量降幅ERed（dB）為：

其中頻率f 的單位為MHz。式（3）可以對占空比為50%的方波基頻及其奇次諧波的降幅進行預(yù)測，從而指導(dǎo)抖頻電路的設(shè)計。

下面以場的形式進行分析，以交變電場為例，交變電場的耦合如圖4 所示，EMI 干擾源上產(chǎn)生交變電壓US，通過源阻抗ZS接地，接收器通過阻抗Zr接地。干擾源對接收器的電場感應(yīng)耦合可以等效為電容Cc的耦合。顯然US、Zr、Cc和ZS構(gòu)成了電磁耦合回路，接收器接收的信號Ur為：

圖4 交變電場的耦合

其中ω 是交變電場的頻率，Zr、ZS是ω 的函數(shù)。同一測試階段內(nèi)干擾源產(chǎn)生的能量是一定的，所以在應(yīng)用抖頻技術(shù)后，接收器接收的信號Ur分布在±Δf 的頻帶內(nèi)進行疊加。相比于單一頻率調(diào)制下Ur只分布在載波及其奇次諧波頻率點上進行疊加，顯然采用抖頻后的Ur更小一些，這與從傅氏級數(shù)角度分析的結(jié)果一致。

2.2.2 新型高壓電平移位器

對于電平移位器，設(shè)計時主要考慮3 個相互影響的指標：抗共模噪聲能力、速度及功耗。其中對于高dv/dt 的應(yīng)用場景下，由于節(jié)點間的寄生電容導(dǎo)致電路產(chǎn)生額外的共模噪聲電流，可能會引起電路內(nèi)部管子誤開啟或擊穿。通常的解決方法有采用具有濾波作用的緩沖器或增加額外的抗共模噪聲管等，增加的電路也不可避免地降低了速度，增加了功耗。另外由于輸出節(jié)點的寄生電容較大，為了提升速度就需要增大電流，也需要在功耗與速度之間進行折衷設(shè)計[8]。

傳統(tǒng)的電平移位器如圖5（a）所示，可以將輸入信號的高電平由VDDL轉(zhuǎn)換到VDDH，但當(dāng)VDDH過大時，薄柵器件的柵極會發(fā)生擊穿，此種結(jié)構(gòu)限制了功率集成電路的電源范圍[9]。本文提出的新型高壓電平移位器如圖5（b）所示，其中Z1 為穩(wěn)定電壓VBS=6 V 的穩(wěn)壓二極管。輸出電壓VOUT為：

圖5 電平移位電路

其中VF_OK=VDDH－VBS，VF為產(chǎn)生的浮動電位，其值被鉗位在VF_OK-VTHP上，VTHP為PMOS 管閾值電壓，即

VF_OK作為偏置電壓連接到MP5 和MP6 的柵極，用于將源極電位鉗位在VDDH－5 V 上，防止MN7 和MN8 發(fā)生擊穿。

當(dāng)IN 邏輯高時，MN8 導(dǎo)通，此時MP3 柵極電壓為VDDH－5 V，MP3 管導(dǎo)通，MN9 柵極電壓為VDDH，MN9 導(dǎo)通，此時OUT 被下拉到VF；當(dāng)IN1 邏輯低時，MN8 截止，OUT 點向下看的阻抗趨于無窮大，此時OUT 被上拉到VDDH。該新型電平移位器適用于寬電源電壓范圍下的高低壓轉(zhuǎn)換，最高電源電壓取決于MP5、MP6 管源漏之間的耐壓值，大大增加了電源電壓輸入范圍。

2.2.3 帶有保護電路的電荷泵結(jié)構(gòu)

升壓電路的設(shè)計需要滿足2 個條件：（1）輸出電壓VCP需要高于VDDH，從而使N 型功率管完全導(dǎo)通，過低的VCP會增大功率管的導(dǎo)通電阻，產(chǎn)生額外的功率損耗；（2）VCP－VDDH不能高于N 型功率管的柵源耐壓值，過高的VCP會擊穿內(nèi)部的寄生二極管，對器件造成損害。圖6（a）為本文采用的一階Dickson 電荷泵原理圖，t 時刻下輸出電壓與C1和C2之間存在如下關(guān)系[10]：

其中α 為開關(guān)管體效應(yīng)參數(shù)，Vg為單級電荷泵能產(chǎn)生的最大電壓。

為了防止VCP過高和過低，采用了如圖6（b）所示的一種結(jié)構(gòu)簡單、實用的保護電路。通過調(diào)節(jié)電阻陣列R1、R2、R3的比例來調(diào)節(jié)VCOMP1和VCOMP2信號的閾值，可以將VCOMP1設(shè)置為電荷泵過壓保護電路，當(dāng)VCP過高時發(fā)生跳變，用來截止電荷泵電路的時鐘信號，防止高側(cè)功率管的柵極擊穿；可以將VCOMP2設(shè)置為電荷泵欠壓鎖定信號，當(dāng)VCP過低時發(fā)生跳變，用來停止驅(qū)動電路工作，防止輸出狀態(tài)錯誤。

圖6 帶保護電路的電荷泵設(shè)計

電容的容值與成本和輸出電壓紋波相關(guān)，電容容值較大，則電壓紋波會更小，但成本會增加。同時為保證高邊驅(qū)動電路可以達到100%占空比工作的要求，本設(shè)計中電荷泵采用片外電容來達到足夠大的容值。電荷泵電路充電時，輸出電容C 為負載提供電流，負載電流與頻率的關(guān)系為：

其中IL為負載電流，C 為電容容值，UC為電容兩極板的電壓。本設(shè)計中電容過小會影響電荷泵充電的速度，造成其在大負載的情況下過低，使開關(guān)管的導(dǎo)通電阻增大，同時也會增大VCP輸出紋波；而電容過大則會增加成本。本設(shè)計最終采用22 nF 的泵電容C1，100 nF 的輸出電容C2。

3 系統(tǒng)仿真與分析

基于0.18 μm BCD 工藝，利用Cadence Virtuoso進行仿真。在5 MHz 工作頻率下，對文獻[4]和本設(shè)計產(chǎn)生的振蕩信號分別進行傅里葉變換（FFT），振蕩信號頻譜如圖7 所示。

圖7 振蕩信號頻譜

通過調(diào)節(jié)抖頻后振蕩信號的中心頻率為5 MHz，擴頻幅度為±12.1%。擴頻以后的時鐘頻率在25 μs 周期內(nèi)完成一次從fmin（4.8 MHz）到fmax（6.13 MHz）之間的頻率抖動。從圖7（a）可知，頻譜在中心頻率5 MHz以及其奇次諧波15 MHz、25 MHz 附近出現(xiàn)了峰值，干擾能量集中，會產(chǎn)生很強的電磁干擾；從圖7（b）可知，經(jīng)過抖頻處理后頻譜在中心頻率和奇次諧波上的干擾能量被分散到若干邊頻帶上，從而有效降低了頻譜峰值，抑制了電磁干擾。同時頻率越高，頻帶越寬，頻譜峰值的降幅也會越大。仿真結(jié)果顯示，采用抖頻后振蕩信號的頻譜峰值在中心頻率處下降約6 dB，在三次諧波處降幅達12.3 dB。仿真結(jié)果符合預(yù)測趨勢，采用抖頻技術(shù)后的擴頻振蕩器具有低電磁干擾的良好特性，大大改善了系統(tǒng)的電磁兼容性。

新型電平移位器工作仿真結(jié)果如圖8 所示，可以看到輸入信號電壓在0～5 V 之間變化時，經(jīng)過電平移位器后的輸出在電源電壓VDDH～（VDDH－5 V）之間變化。該結(jié)構(gòu)可以有效防止功率管發(fā)生柵擊穿，大大提高了工作電壓范圍。

圖8 新型電平移位器瞬態(tài)響應(yīng)

在增加了本文設(shè)計的保護電路后，過壓保護信號VCOMP1在VCP達到VDDH+4.7 V 后跳變?yōu)檫壿嫷碗娢?，暫停電荷泵時鐘的輸入，此時電荷泵電路由于無時鐘信號的輸入避免了不必要的功耗以及地信號干擾；欠壓鎖定信號VCOMP2在VCP相對過壓保護點電壓下降了2.5 V 后跳變?yōu)檫壿嫺唠娢唬ㄟ^暫停驅(qū)動電路的工作來等待VCP上升到能夠完全將N 型功率管導(dǎo)通，可以防止當(dāng)VCP過低時造成的輸出錯誤狀態(tài)，仿真結(jié)果如圖9 所示。

圖9 受保護電路控制的電荷泵波形

本設(shè)計相對于相關(guān)文獻中電路的優(yōu)勢如表1 所示，表1 對比了在5 MHz 的工作頻率下，文獻[4]與本設(shè)計三次諧波時的頻譜峰值；文獻[4,11-12]升壓電路僅采用穩(wěn)壓二極管來防止過壓，一般工藝下，當(dāng)結(jié)電流超過1 mA 后，6 V 的穩(wěn)壓二極管會發(fā)生擊穿，此時過壓保護便會失效，穩(wěn)定性較差。本設(shè)計則在增加了欠壓保護的同時提高了穩(wěn)定性。

表1 性能參數(shù)對比

圖10 為基于本系統(tǒng)方案設(shè)計的一款數(shù)?；旌螲橋電機驅(qū)動版圖，尺寸為1.94 mm×1.94 mm。

圖10 版圖設(shè)計

4 結(jié)論

本文針對數(shù)?；旌显O(shè)計的高邊驅(qū)動電路提出了一種新的系統(tǒng)方案，與傳統(tǒng)高邊驅(qū)動電路相比，該系統(tǒng)通過基于抖頻技術(shù)的擴頻振蕩電路設(shè)計，產(chǎn)生周期性頻率變化的方波，為數(shù)字電路和電荷泵升壓電路提供時鐘信號，其頻譜幅度在三次諧波處降幅高達12.3 dB，可以大大改善系統(tǒng)的電磁兼容性；利用帶保護電路的電荷泵結(jié)構(gòu)，可以避免電荷泵輸出過高或過低時帶來的危害；通過新型電平移位器可以使電路在4.5～37 V 電源電壓范圍下穩(wěn)定工作，拓寬了電源電壓范圍。