楊曉光 王德鑫 賈 哲 高 正

負(fù)載和輸入電壓自適應(yīng)零電壓軟開關(guān)全橋變換器

楊曉光1,2王德鑫1,2賈 哲1,2高 正3

（1. 省部共建電工裝備可靠性與智能化國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（河北工業(yè)大學(xué)） 天津 300130 2. 河北工業(yè)大學(xué)河北省電磁場(chǎng)與電器可靠性重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 天津 300130 3. 上?？臻g電源研究所 上海 200245）

該文提出一種在寬輸入電壓和寬負(fù)載范圍內(nèi)工作于零電壓軟開關(guān)（ZVS）的全橋DC-DC變換器。該變換器是在傳統(tǒng)移相全橋變換器拓?fù)涞幕A(chǔ)上增加了一個(gè)簡(jiǎn)單的LC輔助電路，并通過窄頻率調(diào)節(jié)方式控制輔助電流，在滿足ZVS條件下能夠最小化環(huán)流損耗。采用窄頻率變化能夠?qū)o助電流進(jìn)行有效的調(diào)節(jié)而不會(huì)對(duì)主電路的設(shè)計(jì)和控制帶來明顯的影響。對(duì)變換器的穩(wěn)態(tài)性能進(jìn)行詳細(xì)分析；建立變換器的數(shù)學(xué)模型，可直接用于變換器的優(yōu)化設(shè)計(jì)和精確控制。實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析具有很好的一致性。

環(huán)流損耗 全橋變換器 負(fù)載自適應(yīng) 輸入電壓自適應(yīng) 諧振電路 零電壓軟開關(guān)（ZVS）

0 引言

隔離型零電壓軟開關(guān)（Zero-Voltage-Switching, ZVS）移相全橋（Phase-Shifted Full-Bridge, PSFB）變換器廣泛用于各類DC-DC能量變換系統(tǒng)中。PSFB變換器工作于ZVS時(shí)能夠消除開關(guān)損耗，避免開關(guān)噪聲對(duì)控制電路的影響并具有出色的電磁兼容（Electromagnetic Compatibility, EMC）性能。

傳統(tǒng)PSFB變換器的缺點(diǎn)是，在輕載條件下難以實(shí)現(xiàn)ZVS。但在很多應(yīng)用中，變換器需要長(zhǎng)時(shí)間運(yùn)行于輕載狀態(tài)[1-6]，因而需要提出新的方法來拓展PSFB變換器的ZVS范圍。

拓展ZVS范圍最直接的方法是增加漏電感[7]或在變壓器的一次側(cè)串接電感[8]。但是，這種方法會(huì)導(dǎo)致有效占空比降低、環(huán)流損耗增大、變換器功率傳輸能力受限以及二次側(cè)振蕩變大等問題。

目前已經(jīng)提出了許多方法來拓展PSFB變換器的ZVS范圍，例如，雙半橋變換器[9-10]、不同變換器的組合[11-12]以及一些新的控制方法[1, 4, 13-14]。在這些解決方案中，增加無源輔助電路的方法具有簡(jiǎn)單、魯棒、成本低等優(yōu)點(diǎn)，受到了廣泛的關(guān)注[15-23]。

最簡(jiǎn)單的無源輔助電路僅包含一個(gè)電感，并聯(lián)于變換器橋臂的中點(diǎn)[18]。這類變換器可以在輕載條件下利用輔助電流實(shí)現(xiàn)ZVS，但在重載條件下環(huán)流損耗過大。文獻(xiàn)[3, 19-20]中改進(jìn)的感性輔助電路所產(chǎn)生的輔助電流與負(fù)載條件無關(guān)，從而降低了環(huán)流損耗。文獻(xiàn)[24-25]中所提出的變換器采用耦合電感作為輔助電路，所提供的輔助電流能夠自適應(yīng)負(fù)載的變化，從而極大地降低環(huán)流損耗。

與文獻(xiàn)[3, 18-20, 24-25]中的感性輔助電路相比，文獻(xiàn)[26-27]中的諧振型輔助電路所產(chǎn)生的環(huán)流損耗會(huì)更小。這是因?yàn)橹C振型輔助電流在開關(guān)暫態(tài)期間具有很大的峰值，而在其他時(shí)間具有較小的值，當(dāng)提供相同能量滿足ZVS條件時(shí)，這種諧振電流的方均根（Root-Mean-Square, RMS）值遠(yuǎn)小于電感型輔助電路產(chǎn)生的三角波或梯形波的RMS。具有并聯(lián)電感型輔助電路或諧振型輔助電路的移相全橋變換器，可通過控制開關(guān)頻率進(jìn)一步降低環(huán)流損耗[3, 23, 26-27]。

本文提出了一種輔助電流隨著輸入電壓和負(fù)載變化而自適應(yīng)變化的ZVS移相全橋變換器，該變換器能夠在整個(gè)輸入電壓范圍和負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)ZVS，并具有較小的環(huán)流損耗。本文的主要貢獻(xiàn)為：①較之添加額外并聯(lián)電感輔助電路的解決方案[3, 18-20, 24-25]，本文利用勵(lì)磁電感作為輔助電路的組成部分，節(jié)省了磁性器件；②建立了變換器的數(shù)學(xué)模型，能夠準(zhǔn)確描述輔助電流與輸入電壓、負(fù)載電流和開關(guān)頻率的關(guān)系，可直接用于變換器的優(yōu)化設(shè)計(jì)和精確控制；③增加的LC電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、便于設(shè)計(jì)，能夠顯著降低變換器的環(huán)流損耗。

本文首先介紹變換器的拓?fù)浜凸ぷ髟?；然后將給出移相角和開關(guān)頻率對(duì)變換器增益、輸出電流和電感電流的影響以及ZVS的實(shí)現(xiàn)條件；接著通過設(shè)計(jì)實(shí)例給出變換器工作于自適應(yīng)頻率模式的詳細(xì)設(shè)計(jì)過程；最后通過測(cè)試結(jié)果驗(yàn)證理論分析的準(zhǔn)確性。

1 工作原理

具有并聯(lián)電感輔助電路的變換器漏電感l(wèi)eak可以設(shè)計(jì)得足夠小以減少其負(fù)面影響[18]。若leak足夠小，其影響可以忽略，從而可將并聯(lián)單電感輔助電路集成到變壓器中。

本文采用勵(lì)磁電感m代替單電感輔助電路為變換器實(shí)現(xiàn)ZVS提供能量。但是，具有并聯(lián)單電感輔助電路的變換器的缺點(diǎn)是重載情況下具有較大的環(huán)流損耗。為了減少環(huán)流損耗，本文在全橋變換器中增加了一個(gè)串聯(lián)LC電路和勵(lì)磁電感共同組成輔助電路。所提出的PSFB全橋變換器如圖1a所示。開關(guān)S1～S4的等效電容等于開關(guān)的寄生電容和其他雜散電容之和，分別由1～4表示。圖1a中，in為輸入電壓，VD1～VD4為二極管，f為濾波電感，f為濾波電容，o為負(fù)載電阻，p為輔助支路電容，p為輔助支路電感。

圖1 全橋變換器及其等效輔助電路

根據(jù)式（1）和式（2），將LC電路反射到變壓器一次側(cè)，可以建立用以分析輔助電流的等效電路，如圖1b所示，由圖1b可知，a()為

本文所提出的變換器的關(guān)鍵波形如圖2所示，圖中，a 為VA和VB之間的移相角（rad）。這四種情況的分析類似，所以本文只詳述a＜p/2的情況。

后半周期[4,8]的分析與前半周期相同，此處不再贅述。

2 變換器穩(wěn)態(tài)分析

2.1 輔助電流

本節(jié)主要分析輔助電流與移項(xiàng)角的關(guān)系以及輔助電流的頻率特性，為后文移相角范圍與變換器參數(shù)選擇提供依據(jù)。

根據(jù)圖2，im()和ip()在4的值分別與它們?cè)?的值大小相等，方向相反，即

此處，定義變量

根據(jù)式（1）、式（8）和式（9），可得到im()在2和4的解以及ip()在2和4的解，分別表示為

根據(jù)式（7）、式（10）～式（12），可解得im()和ip()在0時(shí)刻的表達(dá)式分別為

式中，=s/(2r)=r/(2s)；=2p/m。

本文引入歸一化基準(zhǔn)電壓base和基準(zhǔn)電流base，以簡(jiǎn)化對(duì)變換器特性的描述，分別定義為

從而，式（13）中的Im(0)和式（14）中的Ip(0)可以分別歸一化為

根據(jù)式（3）、式（16）和式（17），可得a()在0時(shí)刻的歸一化值（見圖2a）為

在不同值的情況下峰值電流與的關(guān)系如圖3所示。式（16）和式（18）的計(jì)算結(jié)果分別如圖3a和圖3b所示，其中/=0.4。圖3a表明，隨著的增大，勵(lì)磁電流在0時(shí)的值|Im(0)_PU|線性減小。雖然|a(0)_PU|在整個(gè)區(qū)間（0≤≤prad）隨著的增加而減小，但在1rad≤≤2rad卻基本保持不變。這意味通過增加一個(gè)簡(jiǎn)單的LC電路可以有效降低環(huán)流損耗。的最小值選擇1rad時(shí)，變壓器的利用率有所降低。如果選擇的最小值為0.5rad，并且此時(shí)選擇=0.8，這種情況下變換器的占空比接近傳統(tǒng)移相全橋變換器的最大占空比，但在0.5rad≤≤1rad區(qū)間內(nèi)環(huán)流損耗會(huì)有所增大。因此需要在環(huán)流損耗和變壓器的利用率之間進(jìn)行折中考慮。本文選擇了1rad≤≤2rad這一區(qū)間。此外，通過對(duì)比圖3a和圖3b還可以看出，|a(0)_PU|對(duì)頻率變化非常敏感，因而可以通過較小的頻率變化來調(diào)整輔助電流的大小，以進(jìn)一步減小環(huán)流損耗。

圖3 在不同g 值的情況下峰值電流與a 的關(guān)系

需要注意的是，|a(0)_PU|的大小也依賴于/的值，當(dāng)/較小時(shí)，式（18）中的Ip(0)_PU/起主要作用，使得|a(0)_PU|的非線性特性更強(qiáng)，此時(shí)，|a(0)_PU|具有更強(qiáng)的頻率調(diào)整能力，但變化范圍將變?。环粗?，當(dāng)/的值選擇較大時(shí)，|Im(0)_PU|將起到主要作用，|a(0)_PU|具有更大的變化范圍，但其頻率調(diào)整能力將弱化。因此，/的選擇必須折中。根據(jù)計(jì)算結(jié)果，最終確定/的值為0.4。

2.2 主電路分析

本節(jié)主要分析移相角和開關(guān)頻率對(duì)變換器增益、輸出電流和電感電流的影響，為變換器的設(shè)計(jì)與控制提供依據(jù)。

用a表示與相關(guān)的占空比，e表示有效占空比。根據(jù)式（8），可得a=/(2p)。根據(jù)圖2，e=02/s，a和e之和等于0.5，即

輸入電壓in和輸出電壓o的關(guān)系為

負(fù)載電流o等于電感電流If(0)和If(2)的平均值（見圖2a），即

根據(jù)式（5）、式（6）、式（8）和圖2a可得

由于leak足夠小，濾波電感f足夠大，由式（19）～式（22）可分別推導(dǎo)出變換器的直流電壓增益以及濾波電感電流if()在0的值，分別為

式（23）表明，本文所提出的變換器的直流電壓增益可由移相角控制，與開關(guān)頻率無關(guān)。由于濾波電感f的值足夠大，窄頻率變化對(duì)if()的影響可以忽略不計(jì)。需要說明的是：①本文中的窄頻率調(diào)節(jié)范圍遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于諧振型變換器[28-30]的頻率變化范圍；②本文中的窄頻率概念也不同于LLC變換器中類似說法，前者的變化范圍遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于后者[28]，微小的頻率變化不會(huì)給變換器的設(shè)計(jì)和控制帶來困難，這為輔助電流自適應(yīng)頻率工作模式提供了條件。

2.3 ZVS條件

開關(guān)實(shí)現(xiàn)ZVS分別取決于p(0)和p(2)（見圖 2a）。在開關(guān)的瞬態(tài)過程中，p(0)和p(2)可以認(rèn)為基本不變，根據(jù)式（1）、式（2）和式（4），滯后橋臂和超前橋臂實(shí)現(xiàn)ZVS開通的條件分別為

由于|If(0)|＜|If(2)|、|Im(0)|=|Im(2)|、|Ip(0)|=|Ip(2)|（見圖2a），顯然，只要輔助電流滿足滯后橋臂的ZVS條件，超前橋臂必然能實(shí)現(xiàn)ZVS。因此，采用式（25）用于確保變換器在ZVS條件下運(yùn)行。

3 設(shè)計(jì)過程

由2.1節(jié)可知：①可以通過窄頻率變化來優(yōu)化輔助電流以適應(yīng)輸入電壓和負(fù)載電流的變化，從而最大程度地降低環(huán)流損耗；②窄頻率變化不會(huì)給變換器的設(shè)計(jì)和控制帶來困難。因而，本文所提出的變換器能夠運(yùn)行于自適應(yīng)頻率模式。本節(jié)通過表1的設(shè)計(jì)實(shí)例給出了自適應(yīng)頻率模式的詳細(xì)設(shè)計(jì)過程，建立了精確的數(shù)學(xué)模型以描述輔助電流與輸入電壓、負(fù)載電流和開關(guān)頻率的關(guān)系。

表1 變換器參數(shù)

Tab.1 Converter specifications

首先，需要根據(jù)移相角的變化范圍確定變壓器匝數(shù)比。根據(jù)2.1節(jié)的分析，當(dāng)1rad≤≤2rad時(shí)，|a(0)_PU|的數(shù)值基本上與無關(guān)（與輸入電壓無關(guān)），并且可以通過窄頻率變化進(jìn)行有效調(diào)節(jié)以滿足ZVS條件并使環(huán)流損耗最小化?？紤]到實(shí)際電路中的壓降，將最低輸入電壓（in=200V）對(duì)應(yīng)的值設(shè)為1.18rad，考慮整流二極管的壓降，式（23）改寫為

將=1.18rad、d=1V、o=48V、in=200V代入到式（27），可得=2.5；再將=2.5、in=300V代入到式（27），可確定與最大輸入電壓（in=300V）對(duì)應(yīng)的值為1.83rad。因此，最終確定工作范圍為1.18rad≤≤1.83rad。假設(shè)變換器在整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)滿載的%對(duì)應(yīng)電流連續(xù)導(dǎo)通模式（Continous Conduction Mode, CCM）和電流斷續(xù)導(dǎo)通模式（Dis- continous Conduction Mode, DCM）的臨界值，滿載的%以上工作在CCM，則輸出電感f可表示為

式中，o_max=288W/48V=6A為最大負(fù)載電流；max=1.83rad為最大移相角。另外，式（28）也說明%越大（CCM的范圍越小），輸出電感f越小。理論上，變換器不能在整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)工作于CCM。

將式（23）代入到式（24），If(0)可表示為

將式（13）、式（14）和式（29）代入到式（25）并結(jié)合式（28），ZVS條件可表示為

為了保證變換器在整個(gè)移相角范圍內(nèi)（1.18rad≤≤1.83rad）運(yùn)行于ZVS，式（30）中的應(yīng)該取最小值。將=1、=1.18rad、max=1.83rad、=2.5、=1、o=48V、o_max=6A、=0.8nF、d=150ns代入到式（30），可得LC電路的特征阻抗的最大值為

為確保變換器在整個(gè)輸入電壓范圍內(nèi)工作在ZVS條件下，LC電路的特性阻抗應(yīng)小于r_max。

當(dāng)變換器運(yùn)行于DCM時(shí)，If(0)=0。在這種情況下，a(0)需要單獨(dú)提供ZVS所需的電流。將式（13）、式（14）和If(0)=0代入式（25），可得變換器運(yùn)行于DCM的ZVS條件為

從式（32）可以看出，當(dāng)變換器工作在DCM時(shí)，其ZVS條件與負(fù)載無關(guān)，也和輸入電壓無關(guān)。將=1.83rad、=2.5、=1、=0.8nF、d=150ns和式（31）中的r_max代入到式（32），可得%與min之間的關(guān)系為

CCM臨界值%與min的關(guān)系如圖4所示。當(dāng)變換器CCM范圍變大（%減?。r(shí)，頻率變化范圍變大（min變?。?。

圖4 CCM臨界值x%與gmin的關(guān)系

當(dāng)選擇值后，將o=48V、s=100kHz、max= 1.83rad、o_max=6A代入式（28），可得出濾波電感的最小值f_min。本文為了分析變換器在寬負(fù)載范圍內(nèi)工作于CCM的特性，選擇了較小的值。令=5可得，f_min=233mH。根據(jù)式（31），可計(jì)算出r_max的值為11.32W。輸出電容f為

式中，DIf=2o_max×5%=0.6A。設(shè)計(jì)變換器的輸出紋波電壓D≤5mV。將DIf_max=0.6A、s=100kHz、D= 5mV代入到式（34），可計(jì)算出f=300mF。根據(jù)式（9）和=r/(2s)，p和p可分別表示為

將s=100kHz、=1、r=11.32W代入到式（35），可得p=70nF,p=m/2=9.0mH。將=2.5、=1、r=11.32W、f=233mH、s=100kHz、=0.8nF、d=150ns代入到式（30），并將式（30）不等式變?yōu)榈仁剑傻?i>、o和三者之間的關(guān)系為

隨o和的變化而自適應(yīng)變化，以提供必要的電流來滿足ZVS條件并最小化環(huán)流損耗，如圖5所示。當(dāng)輸出電流o＜0.3A（小于5%的滿載）時(shí)，變換器運(yùn)行于DCM，在這種情況下，ZVS的實(shí)現(xiàn)條件與負(fù)載和輸入電壓無關(guān)（見式（32）），也就是和o與無關(guān)。當(dāng)變換器運(yùn)行于CCM時(shí)，可以根據(jù)式（36）隨o和的變化（即負(fù)載和輸入電壓的變化）調(diào)整（開關(guān)頻率）以提供必要的電流滿足ZVS條件并最小化環(huán)流損耗。

圖5 g 隨Io和a 的變化而自適應(yīng)變化

根據(jù)式（2）、式（3）和式（15），對(duì)式（25）中的ZVS的條件進(jìn)行歸一化為如式（37）所示。根據(jù)式（15）和式（29），If(0)被歸一化為如式（38）所示。

依據(jù)式（18）、式（37）和式（38）以及本節(jié)獲得的相關(guān)參數(shù)，可得|p(0)_PU|作為、o和的函數(shù)表達(dá)式為

式（39）等號(hào)右側(cè)部分表示滿足ZVS條件所需的歸一化電流，而左側(cè)表示變換器能夠提供的歸一化電流。

當(dāng)變換器工作在固定頻率模式（s=100kHz，=1）時(shí)，|p(0)_PU|的計(jì)算結(jié)果如圖6所示，圖中，2r/(pd)=0.0961，表示滿足ZVS條件所必須的歸一化電流。當(dāng)變換器的輸入電壓最小（in=200V，對(duì)應(yīng)于=1.18rad）并且滿載（o=6A）時(shí)，變換器ZVS運(yùn)行所需的最小電流恰好等于變換器所能提供的電流，這種情況下變換器運(yùn)行于ZVS條件并且環(huán)流損耗最小。當(dāng)輸入電壓增大（增大）或/和負(fù)載減?。╫減小），工作于固定頻率模式下的變換器所提供的電流遠(yuǎn)大于ZVS運(yùn)行所需的電流，從而導(dǎo)致環(huán)流損耗增大。當(dāng)o＜0.3A（小于5%滿載）時(shí)，變換器工作于DCM，在這種情況下，ZVS實(shí)現(xiàn)條件基本上與負(fù)載和輸入電壓無關(guān)（見式（32）），也就是和o與無關(guān)，此時(shí)|p(0)_PU|=|a(0)_PU|。正如所期望的那樣，|a(0)_PU|在整個(gè)的輸入電壓范圍內(nèi)基本保持不變（200V≤in≤300V，對(duì)應(yīng)1.18rad≤≤1.83rad，見圖3b）。

圖6 變換器工作于固定頻率模式時(shí)（g =1），在不同負(fù)載電流Io條件下|Ip(t0)_PU|與a 的關(guān)系

根據(jù)式（36）和式（39），當(dāng)變換器工作于自適應(yīng)頻率模式（見圖5）時(shí)，|a(0)_PU|隨著頻率的變化而變化如圖7所示，|p(0)_PU|的值能夠根據(jù)輸入電壓變化負(fù)載變化而自適應(yīng)地調(diào)整其大小。|p(0)_PU|在自適應(yīng)模式下的計(jì)算結(jié)果如圖8所示。與固定頻率模式不同，變換器自適應(yīng)頻率模式下提供的電流非常接近ZVS條件所需的最小電流（2r/(pd)=0.0961）。因此，變換器工作于自適應(yīng)頻率模式時(shí)能提供滿足ZVS條件所必需的電流并能夠最小化環(huán)流損耗。

圖7 變換器工作于自適應(yīng)模式時(shí)|Ia(t0)_PU|與a 的關(guān)系

圖8 變換器工作于自適應(yīng)模式時(shí)|Ip(t0)_PU|與a 的關(guān)系

勵(lì)磁電感m的實(shí)際值可能和設(shè)計(jì)值存在微小的偏差。這種偏差對(duì)變壓器耦合系數(shù)的影響可以忽略不計(jì)[31]，即對(duì)變壓器匝比的影響可以忽略不計(jì)。m的微小變化對(duì)LC諧振電路參數(shù)的影響也可忽略不計(jì)，其原因如下：①由式（13）可知，im()與m成反比；又由式（3）可知，a()為im()和ip()/的疊加；通過圖3b可知，在1rad≤≤2rad這個(gè)區(qū)間，頻率的變化對(duì)輔助電流具有很強(qiáng)的調(diào)節(jié)能力，足以彌補(bǔ)m的微小變化對(duì)輔助電流的影響。②根據(jù)式（9）和r/(2s)，LC電路參數(shù)的變化對(duì)于輔助電流的影響等價(jià)于和r的變化對(duì)輔助電流的影響。圖3b表明，輔助電流峰值a(0)與基本呈線性關(guān)系。并且從式（3）、式（13）和式（14）可知，a(0)也與r呈線性關(guān)系。因此，LC電路中參數(shù)的變化與a(0)呈線性關(guān)系，LC電路參數(shù)的微小變化對(duì)峰值輔助電流的影響很小，不會(huì)對(duì)ZVS的實(shí)現(xiàn)造成困難。

這一部分參數(shù)的計(jì)算結(jié)果匯總在表2，根據(jù)計(jì)算結(jié)果最終所選擇的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)也列在表2中。

表2 參數(shù)計(jì)算結(jié)果與實(shí)際參數(shù)

Tab.2 Parameters calculation and selection results

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

分別在固定頻率（s=100kHz，即=1）模式和自適應(yīng)頻率模式下對(duì)變換器進(jìn)行了測(cè)試。測(cè)試過程中，輸入電壓由200V變?yōu)?00V，負(fù)載由滿載變?yōu)檩p載（5%滿載），實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖9所示。

圖9 變換器分別工作于固定頻率模式（fs=100kHz）和自適應(yīng)模式下的測(cè)試波形

測(cè)試結(jié)果驗(yàn)證了圖2所示變換器工作原理的正確性。實(shí)驗(yàn)波形表明：①AB上升沿平滑并且沒有較強(qiáng)的電壓尖峰，因而在所有情況下變換器中的開關(guān)都工作于ZVS；②自適應(yīng)頻率模式下的a(0)和p(0)都比固定頻率模式下的a(0)和p(0)小得多，這意味著自適應(yīng)頻率模式下變換器的環(huán)流損耗將顯著減小。

為了便于與計(jì)算結(jié)果進(jìn)行比較，根據(jù)式（15）對(duì)a(0)和p(0)的測(cè)試值分別進(jìn)行歸一化處理。圖10和圖11分別給出了|a(0)_PU|和|p(0)_PU|的測(cè)試結(jié)果，顯然，實(shí)驗(yàn)結(jié)果分別與圖7和圖8中的計(jì)算結(jié)果具有很好的一致性。

圖10 變換器工作于自適應(yīng)模式時(shí)在不同負(fù)載電流Io條件下，|Ia(t0)_PU|與a 關(guān)系的測(cè)試結(jié)果

圖11 變換器工作于自適應(yīng)模式時(shí)在不同負(fù)載電流Io條件下|Ip(t0)_PU|與a 的關(guān)系的測(cè)試結(jié)果

圖12給出了輸入電壓in=300V時(shí)變換器的損耗分布。與固定頻率模式相比，變換器在自適應(yīng)頻率模式下，開關(guān)管損耗、變壓器損耗和輔助電路的功率損耗都降低了，這是因?yàn)樵谧赃m應(yīng)頻率模式下環(huán)流損耗減小了（見圖6、圖8和圖11）。

圖12 輸入電壓Vin=300V時(shí)的損耗分布

圖13給出了本文所提出的變換器的效率測(cè)試結(jié)果，顯然，變換器工作于自適應(yīng)頻率模式下具有更高的效率。當(dāng)in=200V（=1.18rad）并且o=6A（滿載）時(shí)，兩種工作模式具有相同的效率，但隨著輸入電壓變大或/和負(fù)載電流變小，采用自適應(yīng)頻率模式可以獲得更高的效率。將圖12中的損耗估算結(jié)果折合成效率值與圖13c中的測(cè)試結(jié)果比較，計(jì)算結(jié)果與實(shí)測(cè)結(jié)果具有較好的一致性。

圖13 在輕負(fù)載條件和重負(fù)載條件所提出的變換器的測(cè)試效率

帶有并聯(lián)電感輔助支路或LC輔助支路的PSFB變換器[3, 18-20, 26-27]能夠有效拓展ZVS范圍，減小開關(guān)損耗。由于輔助支路引入的損耗小于開關(guān)損耗，因此能夠提高變換器的效率[18, 26-27]。較之其他類型的解決方案，這種方案在效率上可能不是最佳選擇，但具有簡(jiǎn)單、魯棒性強(qiáng)與成本低的顯著優(yōu)勢(shì)。與類似解決方案[3, 18-20, 26-27]相比，本文需要考慮變壓器勵(lì)磁電感的設(shè)計(jì)，但在以下兩個(gè)方面具有優(yōu)勢(shì)：①輔助電路所用的器件數(shù)量最少；②既能實(shí)現(xiàn)輔助電流的輸入電壓自適應(yīng)，也能實(shí)現(xiàn)輔助電流的負(fù)載自適應(yīng)。

5 結(jié)論

本文通過在傳統(tǒng)隔離型全橋拓?fù)涞幕A(chǔ)上增加一個(gè)簡(jiǎn)單LC電路，提出了一種輔助電流隨著輸入電壓和負(fù)載變化而自適應(yīng)變化的ZVS移相全橋變換器，該變換器能夠在整個(gè)輸入電壓范圍和負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)ZVS，并具有很小的環(huán)流損耗。

由于輔助電流的峰值對(duì)開關(guān)頻率的變化非常敏感，因此能夠采用較窄的頻率變化對(duì)輔助電流進(jìn)行有效的調(diào)節(jié)而不會(huì)對(duì)主電路的設(shè)計(jì)和控制帶來明顯的影響。

實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了本文所建立的數(shù)學(xué)模型的準(zhǔn)確性和設(shè)計(jì)方法的有效性，為變換器的優(yōu)化設(shè)計(jì)和精確控制提供了依據(jù)。

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A Load and Input Voltage Adaptive Zero-Voltage-Switching Full-Bridge Converter

1,21,21,23

（1. State Key Laboratory of Reliability and Intelligence of Electrical Equipment Hebei University of Technology Tianjin 300130 China 2. Key Laboratory of Electromagnetic Field and Electrical Apparatus Reliability of Hebei Province Hebei University of Technology Tianjin 300130 China 3. Shanghai Institute of Space Power-Sources Shanghai 200245 China）

This paper presents a zero-voltage-switching (ZVS) full-bridge DC-DC converter operating in a wide input voltage and load range. The proposed converter is derived from the addition of a simple LC auxiliary circuit to the traditional phase-shifted full-bridge (PSFB) converter. The auxiliary current is controlled through a narrow frequency change, and the circulating current loss can be minimized under the ZVS operating conditions. The use of a narrow frequency change can effectively adjust the auxiliary current without significantly affecting the design and control of the main circuit. The steady-state performance of the converter is analyzed in detail; the mathematical model of the converter is established, which can be directly used for the optimized design and precise control of the converter. The experimental results are in good agreement with the analysis results.

Circulating loss, full-bridge converter, load adaptive, input voltage adaptive, resonant circuit, zero-voltage-switching (ZVS)

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211163

TM46

2021-07-29

2021-10-13

楊曉光 男，1971年生，博士，教授，研究方向?yàn)殡娫醇捌浯偶夹g(shù)。E-mail: xgyang@hebut.edu.cn（通信作者）

王德鑫 男，1996年生，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娫葱录夹g(shù)。E-mail: EE_wangdexin@163.com

（編輯 陳 誠(chéng)）