廖修譜，周全，李磊，李彬彬，王志遠，楊明，徐殿國

(1. 中國南方電網(wǎng)有限責任公司超高壓輸電公司檢修試驗中心, 廣東 廣州 510663；2. 哈爾濱工業(yè)大學電氣工程及自動化學院, 黑龍江 哈爾濱 150001)

0 引言

海上風能資源豐富，具有風速高、利用小時數(shù)高、環(huán)境影響小等優(yōu)勢，是中國為實現(xiàn)“雙碳”戰(zhàn)略目標需大力開發(fā)的新能源之一。中國未來海上風電場的平均離岸距離將大于100 km，單個海上風電場的平均安裝容量將大于500 MW，開發(fā)大規(guī)模、遠距離海上風電將是中國未來能源發(fā)展的趨勢，亟須經(jīng)濟、高效的遠海風電匯集與送出方式[1-2]。

根據(jù)送出方式的不同，海上風電送出主要包括工頻高壓交流送出、低頻高壓交流送出和高壓直流(HVDC)送出[2-4]。工頻高壓交流送出主要采用工頻高壓交流海纜直接接入岸上交流電網(wǎng)，是目前近海風電場采取的主要送出方式，但是工頻高壓交流海纜存在對地充電電流、無功較大、海纜的最大傳輸容量隨著送出距離的增加而減小的缺點[5]，不適宜遠距離送出。為提高交流海纜送出距離，文獻[6]提出將送出頻率降低至15 Hz左右，可減弱充電電流的影響，提高海纜的最大傳輸容量，經(jīng)岸上交交變頻器后接入岸上交流電網(wǎng)，但尚無工程應用。高壓直流送出方式采用高壓直流海纜進行功率傳輸，經(jīng)岸上逆變站后接入岸上交流電網(wǎng)。由于直流海纜不存在無功問題，其最大傳輸容量不受距離限制，是目前遠海風電主要采取的送出方案[7]，如國內(nèi)在建的如東海上風電柔性直流輸電示范工程。文獻[8]對比了這3種送出方式的經(jīng)濟性適用距離，當輸送容量大于600 MW、離岸距離大于115 km時，高壓直流送出的經(jīng)濟性最好，適宜海上風電的遠距離送出。

高壓直流送出通常先利用中壓交流海纜對海上風電場的電能進行匯集，再采用基于模塊化多電平換流器(MMC)的交流匯集送出換流閥，將中壓交流轉(zhuǎn)換成高壓直流后送出[9-10]，送出換流閥是核心裝備。然而基于MMC的交流匯集送出換流閥使用大量級聯(lián)子模塊和交流變壓器，存在成本高、體積和重量大等問題，且海上平臺工程建設成本高。另一方面，高壓直流送出也可以利用中壓直流海纜匯集，直流匯集海纜相較于交流匯集海纜的傳輸容量更大、材料更省和損耗更低[11]。海上平臺為基于DCT的直流匯集送出換流閥[11-14]。直流匯集送出換流閥相比交流匯集送出換流閥成本更低、重量更輕、功率密度更高，能有效降低海上平臺工程建設成本。但目前尚未有適用于直流匯集送出換流閥工程應用的DCT拓撲，且缺少與交流匯集送出換流閥拓撲的技術經(jīng)濟性比較，無法為交流匯集方案和直流匯集方案的選擇提供決策依據(jù)。

本文首先分析了直流匯集送出換流閥的技術特征和可行的DCT拓撲結(jié)構，然后將較為適合的CET-DCT改進為適用于工程應用的雙極拓撲，并介紹了所提拓撲的基本工作原理，通過搭建仿真模型和實驗平臺充分驗證了拓撲的可行性。最后，分析了與基于MMC的交流匯集送出換流閥拓撲的技術經(jīng)濟性。

1 直流匯集送出換流閥拓撲結(jié)構選取

1.1 直流匯集送出換流閥技術特征

遠海風電基于直流匯集的高壓直流送出方案如圖1所示，海上直流風機輸出的直流電壓經(jīng)過直流海纜匯集到中壓直流(MVDC)，海上平臺為基于DCT的直流匯集送出換流閥，將MVDC升壓至HVDC，最后經(jīng)HVDC海纜送至岸上MMC換流站?；贒CT的直流匯集送出換流閥是此方案中的核心裝備，DCT需具備以下主要技術特征。

圖1 基于直流匯集的高壓直流送出方案Fig. 1 MVDC collection and HVDC transmission system

（1）大容量。單個風電場的安裝容量將大于500 MW[1]，因此 DCT的額定容量應大于 500 MW。

（2）高升壓比。MVDC母線一般為30 ～50 kV[15]，在建的如東海上風電采用 400 kV 高壓直流送出，DCT的電壓變比大于8。

（3）高電流應力。根據(jù)大容量和高升壓比的需求，DCT來自中壓直流側(cè)的電流應力將達到10 kA 以上。

（4）雙極結(jié)構。為提高風電場的傳輸容量、降低直流海纜的絕緣強度，DCT需為雙極結(jié)構。

（5）輕量化。為降低海上平臺的建設成本，DCT應具備體積小、重量輕的特點。

（6）單向功率傳輸。由于風電場能量的流動方向固定，DCT可以采取單向傳輸結(jié)構。

1.2 直流匯集送出換流閥拓撲結(jié)構選取

目前國內(nèi)外針對DCT的研究較多[16-17]，考慮到適用于遠海風電直流匯集方案的技術特征，可采用的DCT拓撲結(jié)構主要有面對面型直流變壓器(FTF-DCT)[18-19]、自耦型直流變壓器(AT-DCT)[20-21]和CET-DCT[22]。

文獻[18]將2臺大容量MMC的交流端口經(jīng)交流變壓器串聯(lián)連接，2個直流端口分別連接MVDC和HVDC構成FTF-DCT，通過調(diào)節(jié)交流變壓器的變比可以實現(xiàn)較高的升壓比。該拓撲的功率傳輸需經(jīng)兩級全功率變換，交流變壓器體積較大、子模塊利用率低，且由于受限于目前大功率IGBT的通流能力，MVDC側(cè)MMC需要采用多個子模塊橋臂或IGBT器件并聯(lián)分擔高電流應力，導致IGBT器件數(shù)量多、成本高。

文獻[20]將2臺MMC的直流端口串聯(lián)連接，交流端口經(jīng)交流變壓器并聯(lián)連接，構成AT-DCT。部分功率可通過直流端口直接傳輸，拓撲只需傳輸剩余功率，改善了交流變壓器體積和子模塊利用率的問題。在高升壓比條件下，自耦型直流變壓器的優(yōu)勢不明顯，且仍然存在MVDC側(cè)MMC需較多的IGBT器件分擔高電流應力的問題。

為解決上述問題，文獻[22]提出采用由子模塊橋臂和器件成本較低且串聯(lián)技術成熟的二極管閥和晶閘管閥構成CET-DCT。通過將所有子模塊橋臂并聯(lián)在MVDC側(cè)吸收能量，再串聯(lián)在HVDC側(cè)釋放能量，實現(xiàn)功率的傳輸。拓撲利用子模塊橋臂的串并聯(lián)切換，分擔MVDC側(cè)的高電流應力和HVDC流側(cè)的高電壓應力，并采用三相交錯120°運行的方式抵消電流脈動。拓撲的子模塊利用率較高，所需IGBT器件較少，成本較低，且無需交流變壓器，拓撲的體積小、重量輕。但所提拓撲為單極拓撲，不適用于工程應用，且實驗中僅驗證了拓撲單相結(jié)構，輸入輸出電流脈動較大。

綜上所述， CET-DCT較為匹配直流匯集送出換流閥的技術特征，然而目前的拓撲為單極拓撲且可行性尚未得到完全驗證。因此，本文將其改進為適用于工程應用的雙極拓撲并充分驗證其可行性。

2 直流匯集送出換流閥基本工作原理

2.1 拓撲結(jié)構

將2個相同的CET-DCT拓撲級聯(lián)，即可構成具有雙極輸出能力的拓撲，如圖2所示，本文以正極拓撲為例介紹直流匯集送出換流閥拓撲結(jié)構。

圖2 基于CET-DCT的直流匯集送出換流閥拓撲結(jié)構Fig. 2 Topology of CET-DCT based DC collection valve

正極拓撲為三相電路結(jié)構，各相電路結(jié)構相同且并聯(lián)連接。以a相為例，單相電路包含M個分支和一組與高壓直流側(cè)直接連接的串聯(lián)二極管閥組DaH，每個分支由一個全橋橋臂、一個半橋橋臂、一組串聯(lián)二極管閥組Dak和一組串聯(lián)晶閘管閥組 Tak構成（k 代表第 k個分支，k=1,2,···,M）。其中，全橋橋臂由N個全橋子模塊和電感L串聯(lián)而成，半橋橋臂由N個半橋子模塊和電感L串聯(lián)。圖2中，±UM和IM分別為MVDC側(cè)的雙極電壓和電流；±UH和IH分別為HVDC側(cè)的雙極電壓和電流；iMa和iHa分別為a相MVDC側(cè)電流和HVDC側(cè)電流；iFak和uFak分別為第k個全橋橋臂的電流和橋臂電壓；iHak和uHak分別為第k個半橋橋臂的電流和橋臂電壓；C和UC分別為子模塊的電容和電容電壓。

2.2 運行原理

CET-DCT在一個工作周期Th內(nèi)主要有并聯(lián)狀態(tài)和串聯(lián)狀態(tài)。以正極a相為例介紹其工作原理，工作原理示意如圖3所示。

圖3 工作原理Fig. 3 Operation principle

（1）并聯(lián)狀態(tài)：在[0, t3]時間段內(nèi)，通過給晶閘管閥組施加觸發(fā)信號，控制其零電壓開通，DaH因承受反壓UH而阻斷。調(diào)節(jié)橋臂電壓為UM，則所有橋臂形成并聯(lián)連接，吸收來自MVDC側(cè)的能量，MVDC側(cè)的高電流應力IM得以均分在每個橋臂中，在這個過程中，控制橋臂電感L兩端電壓，使橋臂電流為幅值IL/(2M)的梯形波。在[t3, 0.5Th]時間段內(nèi)，流過晶閘管閥組的電流降為0，控制橋臂電壓使晶閘管閥組承受反壓UR之后可靠關斷，隨后控制全橋橋臂電壓極性反轉(zhuǎn)，使得所有橋臂串聯(lián)連接。

（2）串聯(lián)狀態(tài)：在[0.5Th, t7]時間段內(nèi)，控制所有橋臂電壓為UH，使二極管閥組DaH導通，則所有橋臂向HVDC側(cè)釋放能量，HVDC側(cè)的高電壓UH得以由所有橋臂共同承擔，在這一階段，控制所有橋臂電流為幅值為IH的梯形波。在時間段[t7, Th]內(nèi)，控制全橋橋臂電壓極性再次反轉(zhuǎn)，并控制所有橋臂電壓均為UM。

由于單相電路的電流波形為斷續(xù)的梯形波，利用三相電路結(jié)構互差120°電角度交錯運行，能夠保證直流側(cè)電流的連續(xù)，消除了直流電流的脈動。

3 直流匯集送出換流閥可行性驗證

3.1 仿真驗證

為驗證所提基于CET-DCT的直流匯集送出換流閥的可行性，本文在仿真軟件中搭建了仿真模型，在額定功率P為600 MW、MVDC側(cè)電壓±UM為±30 kV、HVDC 側(cè)電壓±UH為±400 kV 的仿真工況下運行，其中，單極拓撲每相共有5個分支，每個橋臂共有30個子模塊，子模塊電容電壓額定值UC為1.6 kV，電容電壓峰峰值波動ε為20%，橋臂電感值L 為 5 mH，工作頻率fh=1/Th為 200 Hz，拓撲運行控制采用文獻[22]的控制方式。

圖4為所提直流匯集送出換流閥的仿真結(jié)果，在[0, 0.05 s]時，傳輸功率P由0線性上升到額定功率600 MW，MVDC側(cè)電流IM和HVDC側(cè)電流IH由0線性上升到額定值10 kA和750 A，0.05 s之后進入穩(wěn)態(tài)運行階段，各子模塊電容電壓波形均能夠保持在額定值1.6 kV附近波動。雖然單相電流波形是斷續(xù)的，但是由于三相交錯運行，呈現(xiàn)在MVDC側(cè)和HVDC側(cè)的電流波形是連續(xù)的。該拓撲實現(xiàn)了功率從MVDC側(cè)向HVDC側(cè)的穩(wěn)定傳輸，仿真結(jié)果驗證了直流匯集送出換流閥的可行性。

圖4 直流匯集送出換流閥的仿真結(jié)果Fig. 4 Simulation results of the DC collection valve

圖5為單極a相分支1的仿真結(jié)果。由圖5可以看出，在并聯(lián)狀態(tài)時，全橋橋臂電流iFa1和半橋橋臂電流iHa1的梯形波電流幅值均為1 kA，電流方向相同，全橋橋臂電壓uFa1和半橋橋臂電壓uHa1均為30 kV，電壓極性相同。全橋橋臂能夠持續(xù)施加反壓使晶閘管閥Ta1可靠關斷。在串聯(lián)狀態(tài)時，全橋橋臂電流iFa1和半橋橋臂電流iHa1的梯形波電流幅值均為0.75 kA，但橋臂電流方向相反，全橋橋臂電壓uFa1和半橋橋臂電壓uHa1均為40 kV，電壓極性相反，仿真結(jié)果與圖3的理論波形一致。

圖5 直流匯集送出換流閥分支1的仿真結(jié)果Fig. 5 Simulation results of the DC collection valve in branch 1 of phase a

此外，本文在PLECS仿真軟件中搭建了拓撲的仿真模型分析運行損耗，得到基于CET-DCT的直流匯集送出換流閥的效率約為98.64%，高于基于MMC的交流匯集送出換流閥的效率98.28%[8]。

3.2 實驗驗證

本文搭建了小功率的實驗樣機，進行直流匯集送出換流閥的可行性驗證。由于單極拓撲與雙極拓撲的運行原理相同，實驗中搭建了單極拓撲的樣機，樣機的實物如圖6所示。拓撲每相有2個分支，共4個橋臂，每個橋臂中放置3子模塊，子模塊電容額定電壓UC為60 V，工作頻率fh為100 Hz。實驗平臺額定功率P為5.4 kW，中壓側(cè)電壓UM為120 V，高壓側(cè)電壓UH為640 V。

圖6 小功率實驗樣機Fig. 6 Scaled-down laboratory prototype

穩(wěn)態(tài)運行的實驗波形如圖7所示。由圖7可以看出，中壓側(cè)和高壓側(cè)的電壓為120 V和640 V，中壓側(cè)和高壓側(cè)電流能夠穩(wěn)定在額定值45 A和8.4 A，且三相電流呈交錯運行，使得兩側(cè)電流的波形是連續(xù)的，不存在電流脈動，與理論波形一致。實驗實現(xiàn)了從中壓側(cè)向高壓側(cè)的升壓，結(jié)果驗證了直流匯集送出換流閥的可行性。

圖7 實驗波形Fig. 7 Experiment waveform

圖8給出了a相分支1的波形。在并聯(lián)狀態(tài)時，半橋橋臂電壓和uHa1半橋橋臂電壓uFa1極性相同、大小相等，電壓均為120 V，半橋橋臂電流iHa1和全橋橋臂電流iFa1呈梯形波，電流方向相同且幅值均約為11.2 A，晶閘管閥Ta1能夠在全橋橋臂持續(xù)施加反壓的情況下可靠關斷。在串聯(lián)狀態(tài)時，半橋橋臂電壓uHa1和全橋橋臂電壓uFa1極性相反、大小相等，電壓均為160 V，半橋橋臂電流iHa1和全橋橋臂電流iFa1呈梯形波，電流方向相反且幅值均約為8.4 A，實驗結(jié)果與圖3的理論波形一致。

圖8 a相分支1的實驗波形Fig. 8 Detailed experiment results in branch 1 of phase a

4 交、直流匯集送出換流閥拓撲的技術經(jīng)濟性比較

為了比較圖9所示的基于MMC的交流匯集送出換流閥拓撲和基于CET-DCT的直流匯集送出換流閥拓撲，2種送出換流閥均采取雙極拓撲，額定功率為P，HVDC側(cè)電壓和電流分別為±UH和IH，均不考慮子模塊的冗余，所有子模塊的電容電壓為UC，電容電壓峰峰值波動為ε，IGBT器件的耐壓為2UC，二極管和晶閘管器件的耐壓分別為UD和UT，串聯(lián)器件的降額系數(shù)λ為0.7。

圖9 基于MMC的交流匯集送出換流閥拓撲結(jié)構Fig. 9 Topology of the MMC based AC collection valve

4.1 總子模塊及半導體器件個數(shù)

MMC每個橋臂所需子模塊個數(shù)為UH/UC，且均采用半橋子模塊，則交流匯集送出換流閥所需總子模塊個數(shù)為12UH/UC，IGBT器件個數(shù)為24UH/UC。

CET-DCT串聯(lián)運行時，每相的全部橋臂電壓需支撐UH，則每相需UH/ UC個子模塊，且包括1/2的半橋子模塊和1/2的全橋子模塊。則直流匯集送出換流閥所需總子模塊個數(shù)為6UH/UC，IGBT器件個數(shù)為18UH/UC。此外，還需12UH/(λUD)個二極管器件和6UH/(λUT)個晶閘管器件[22]。

4.2 半導體器件電流應力

半導體器件的電流應力通常用來指導器件的選型，IGBT器件的電流應力考慮為流過器件的最大電流值，二極管和晶閘管器件為平均電流值。

MMC的橋臂電流幅值可表示為

式中：Iac為MMC交流側(cè)電流幅值。

MMC的交、直流側(cè)的電流關系有

式中：M為調(diào)制比；cos φ為功率因數(shù)。

將式（2）代入式（1），并考慮調(diào)制比M和功率因數(shù)cos φ均等于1時，可得到橋臂電流幅值Iarm的最小值為IH，即交流匯集送出換流閥所需IGBT器件的電流應力最小為IH。

CET-DCT的橋臂在并聯(lián)狀態(tài)時共同分擔MVDC側(cè)的大電流，在串聯(lián)狀態(tài)時等于HVDC側(cè)的電流，因此直流匯集送出換流閥所需IGBT器件的電流應力為IH。另外，直流匯集送出換流閥所需二極管器件的電流應力為IM/3，晶閘管器件的電流應力為 (IM－IH)/3[22]。

4.3 總電容儲能需求

換流閥的體積和重量取決于子模塊的數(shù)目和電容大小，通常用總電容儲能需求(EOP)來衡量拓撲的體積和重量大小，而EOP可用子模塊電容總儲能與傳輸功率的比值來計算[23]。則交、直流匯集送出換流閥的EOP可分別表示為

式中：fMMC=50 Hz為交流匯集送出換流閥的工作頻率。

由式（3）可知，MMC的總電容儲能需求EOPMMC隨著M和cos φ的減小而增大。

4.4 橋臂電抗器

基于MMC的交流匯集送出換流閥的橋臂電抗器取值依據(jù)是使橋臂的串聯(lián)諧振角頻率ωres約為fMMC處的角頻率[24-26]，ωres可表示為

式中：LMMC為MMC的橋臂電抗器值；C為子模塊電容，聯(lián)合式（3）和（5）可求得LMMC大小。

基于CET-DCT的直流匯集送出換流閥的橋臂電抗器取值依據(jù)是橋臂梯形波電流的di/dt應小于晶閘管電流上升率的臨界值[22]，CET-DCT的橋臂電抗器值LCET可表示為

式中：U0為形成橋臂梯形波電流所施加的電壓。

4.5 技術經(jīng)濟性比較

表1給出仿真工況下交、直流匯集送出換流閥拓撲的技術經(jīng)濟性比較結(jié)果，其中，IGBT、二極管和晶閘管器件的型號主要根據(jù)器件的電流應力選取，單價分別為 11 978 元、7 086 元和 6 944元[27]。

表1 交、直流匯集送出換流閥技術經(jīng)濟性比較Table 1 Comparison of the AC and DC collection valves

由表1可以看出，直流匯集送出換流閥的總IGBT器件個數(shù)相較于交流匯集送出換流閥少1500個，二極管和晶閘管總數(shù)分別多1248個和816個，但總半導體器件成本低于交流匯集送出換流閥。直流匯集送出換流閥的橋臂電抗器值較小，總橋臂電抗器值約為交流匯集送出換流閥的1/8。交流匯集送出換流閥的交流變壓器成本測算約為112元/kW[28]，因此，交流匯集送出換流閥的成本約為232元/kW。需要說明的是，本文成本測算僅考慮了總半導體器件成本和交流變壓器成本，未考慮橋臂電抗器、子模塊電容、控制器和冷卻等設備的成本，但由于直流匯集送出換流閥的總橋臂電抗器值減少了7/8，子模塊數(shù)目降低了1/2，且損耗更低，因此，直流匯集送出換流閥的總成本有望降低50%。

在體積重量方面，直流匯集送出換流閥的總儲能需求為12.50 kJ/MW，交流匯集送出換流閥的總儲能需求為20.67 kJ/MW，且實際應用中交流匯集送出換流閥的調(diào)制比M和功率因數(shù)cosφ＜1，總電容儲能需求將更高。同時，直流匯集送出換流閥無交流變壓器，而交流匯集送出換流閥的交流變壓器體積和重量較大。因此，直流匯集送出換流閥的體積和重量將減少50%以上。

5 結(jié)論

本文針對遠海風電高壓直流送出方式的直流匯集送出換流閥的可行性和技術經(jīng)濟性進行了研究，得到如下結(jié)論。

（1）通過分析直流匯集送出換流閥的技術特征和可行的拓撲結(jié)構，明確了采用CET-DCT作為直流匯集送出換流閥的拓撲較為合適，并將其改進為更適用于工程應用的雙極拓撲，通過仿真和實驗驗證了其可行性。

（2）基于CET-DCT的直流匯集送出換流閥所需的總IGBT器件數(shù)量更少，同時采用低成本的二極管和晶閘管器件，總半導體器件成本較低，且無需交流變壓器，相較于交流匯集送出換流閥，總成本有望降低50%。

（3）基于CET-DCT的直流匯集送出換流閥的總電容儲能需求是基于MMC的交流匯集送出換流閥的一半，且無需體積和重量大的交流變壓器，體積和重量將減少50%以上，海上平臺工程建設成本也有望降低。

（4）基于CET-DCT的直流匯集送出換流閥的拓撲運行效率高于基于MMC的交流匯集送出換流閥。

因此，基于CET-DCT的直流匯集送出換流閥在成本、體積重量和效率方面均優(yōu)于基于MMC的交流匯集送出換流閥，且能夠降低海上平臺工程建設的成本，在大規(guī)模、遠距離海上風電高壓直流送出場景下具有更好的應用前景。