張同國，高文進，張 冀，高錦宏，石 超

（濰柴動力股份有限公司，山東濰坊 261061）

0 引言

DC∕DC 控制常使用電壓外環(huán)控制結合電流內環(huán)控制的模式，電流控制模式分為峰值電流控制和均值電流控制。峰值電流控制具有明顯優(yōu)點：響應速度快，過流保護效果好，改善調節(jié)系統(tǒng)穩(wěn)定性；但存在占空比大于50%時出現(xiàn)次諧波振蕩的缺陷，抗干擾能力差，電路設計復雜[1]。

戚志東[2]和盧偉國[3]均采用數(shù)字PID 的均值電流控制方法，無法實現(xiàn)過流時的快速保護；蘭森林[4]分析了模擬電路峰值電流控制原理及諧波補償策略，實現(xiàn)復雜，控制靈活度低；周至凱［5］提出的數(shù)字峰值電流控制將諧波補償數(shù)字化后動態(tài)計算峰值電流設定值，計算量大，且依賴于電感參數(shù)。

針對峰值電流控制技術存在的在占空比大于50%出現(xiàn)固有的次諧波振蕩，常用解決策略是加入斜坡補償，傳統(tǒng)解決方法是模擬電路實現(xiàn)的斜坡補償，需要額外添加電路，增加了硬件設計工作及電路復雜度，且該斜坡補償屬于開環(huán)控制，易受擾動影響，魯棒性差；第二種方式是數(shù)字控制實現(xiàn)斜坡補償，不需要增加額外電路，但同樣與第一種方案相同，屬于開環(huán)控制，易受擾動影響，魯棒性差[6-8]。

基于以上問題，本文提出了一種基于數(shù)字PI 控制器的峰值電流控制策略，實現(xiàn)全閉環(huán)控制，解決占空比大于50%是存在的固有次諧波振蕩問題。

1 峰值電流控制

1.1 Boost變換器工作原理

Boost 變換器電路如圖1（a）所示（電感L、二極管D、開關管S、輸入電容C、輸入直流電源Us、負載電阻R）。假設所有元器件都是理想器件。在開關管S 導通時如圖1（b）所示，在開關管S 斷開時如圖1（c）所示。根據(jù)電感電流是否連續(xù)Boost 變換器分為連續(xù)導電模式（Continuous Conduction Mode，CCM）和不連續(xù)導電模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM）。本文只考慮CCM 模式，設PWM 占空比為D，容易導出Boost 升壓電路的升壓比為：

圖1 Boost電路原理

由式（1）可知占空比越大，升壓比越大，反之越小。

1.2 峰值電流控制及諧波分析

Boost 變換器峰值電流控制原理如圖2 所示。將采集的輸出電壓V與電壓控制信號Vref比較，經過放大器輸出峰值電流控制信號Iref。在時鐘周期開始時刻（如圖3 中Ts點）比較器輸出高電平，觸發(fā)觸發(fā)器輸出高電平，開關管S導通。將電感電流的峰值電流I與電流控制信號Iref進行比較，電感電流增加，直到電感電流I大于電流控制信號Iref時，比較器輸出翻轉，觸發(fā)器輸出低電平，開關管斷開。直至下一個時鐘周期到來，觸發(fā)器輸出高電平，依次循環(huán)形成峰值電流控制。

圖2 Boost變換器峰值電流控制原理

圖3 所示為電感電流波形。圖中的實線波形，在Ts至Ton段開關管S導通，電感電流上升，在Ton至Ts段開關管S 斷開，電感電流下降。峰值電流控制在占空比大于50%時會出現(xiàn)固有的次諧波振蕩。Iref為峰值電流控制信號，Ts時刻為開關管導通時刻，Ton時刻為開關管關斷時刻。

圖3 電感電流波形

設電感電流的上升斜率為m1，下降斜率為m2，電感電流初始擾動為ΔI1，經過一個周期后電感電流誤差：

經過兩個周期后電感電流誤差：

經過N個周期后電感電流誤差：

在占空比小于50%時，m1＞m2，通過式（4）可知，電感電流誤差會逐漸減小，趨近于零，系統(tǒng)將達到穩(wěn)定；在占空比大于50%時，m1＞m2，通過式（4）可知，電感電流誤差會逐漸增大，最終導致系統(tǒng)失控。

2 數(shù)字峰值電流控制器設計及仿真

2.1 數(shù)字峰值電流控制器設計

本文提出了一種基于PI 控制器實現(xiàn)數(shù)字峰值電流控制的方法。當前AD 芯片的采樣率及控制芯片（ARM、DSP、FPGA 等）ADC采集的速度及精度，能夠精確采集到峰值電流，使用ADC 采集到的峰值電流與電流控制信號作為PI 調節(jié)器的輸入能夠實現(xiàn)純閉環(huán)的控制。同時，利用采集到的峰值電流做過流保護起到高速有效的效果[9-10]。

數(shù)字峰值電流控制原理如圖4 所示，其中A 為電流傳感器，采集電感電流Ifb，V 為電壓傳感器，采集輸出電壓為Vfb，電壓控制信號為Vref。控制算法是在DSP、ARM 或FPGA 等控制芯片中實現(xiàn)。PWM 生成器生產PWM 波形控制Boost電路中的開關管導通關斷，實現(xiàn)Boost電流升壓功能。

圖4 數(shù)字Boost變換器控制原理

整個控制策略是在ADC 的中斷服務函數(shù)中實現(xiàn)的，這有助于峰值電流保護，控制算法簡易流程如圖5所示，具體流程如下。

圖5 控制算法流程

S1：電壓環(huán)PI 調節(jié)，將電壓控制信號Vref與輸出電壓采集值Vfb的差值作為PI調節(jié)器輸入，輸出峰值電流控制信號Iref。

S2：ADC 觸發(fā)采集電感峰值電流Ifb，ADC 的觸發(fā)采集可由PWM 事件觸發(fā)實現(xiàn)，由于PWM 占空比不定，ADC 的觸發(fā)時刻每次不盡相同，這個需要步驟S4 和S5來實現(xiàn)。

S3：電流環(huán)PI 調節(jié)，將控制信號Iref與電流采集值Ifb的差值作為PI 調節(jié)器輸入，輸出出下一個周期的PWM占空比。

S4：將S3 計算的占空比轉換為PWM 的比較值更新到CMP 寄存器，并計算下一個PWM 周期內電感電流峰值出現(xiàn)的時刻。

S5：通過S4計算得到的電感電流峰值出現(xiàn)時刻，設置下一個ADC觸發(fā)時刻，用于ADC采集電感的峰值電流。

2.2 仿真分析

DC∕DC 變換器的Simulink 仿真模型如圖6 所示，控制模塊包括電壓環(huán)控制和電流環(huán)控制，硬件模塊包括PWM 生 成 器、DC∕DC Boost 電 路 和ADC 觸 發(fā) 采 集 電路[11-12]。仿真詳細參數(shù)如表1所示。

圖6 Simulink仿真

表1 仿真具體參數(shù)

ADC 采集峰值電流的時序圖如圖7 所示（曲線1 電感電流，曲線2 PWM波形，曲線3 PWM跳變觸發(fā)沿，曲線4 每個峰值位置采集更新的電流），因PWM 占空比是可控的，可精確采集電感電流的峰值電流值。

圖7 Scope3示波器

圖8 所示為Scope1 示波器。電壓響應時間為4 μs，超調量小于15%，動態(tài)響應好；圖9 反映電流跟隨性好，在達到穩(wěn)態(tài)后占空比約為60%，系統(tǒng)穩(wěn)定性良好，未出現(xiàn)振蕩。

圖8 Scope1示波器

圖9 Scope2示波器

3 結束語

本文針對Boost 升壓DC∕DC 變換器傳統(tǒng)模擬電路峰值電流控制存在的占空比大于50%時出現(xiàn)的固有次諧波缺陷，提出了基于數(shù)字PI 調節(jié)器控制的峰值電流控制策略，取消了斜坡補償，實現(xiàn)全閉環(huán)控制。通過使用Simulimk 仿真搭建雙環(huán)控制策略，證明了該峰值電流控制策略可實現(xiàn)峰值電流全閉環(huán)控制，結果同時證明該控制策略消除占空比大于50%時出現(xiàn)的固有次諧波缺陷。且該控制策略動態(tài)響應快，小于4 μs，超調小于15%，系統(tǒng)魯棒性強，易于實現(xiàn)。