朱 平

（中國船舶集團有限公司第七二三研究所 揚州 225001）

1 引言

壓制噪聲干擾是通過產(chǎn)生大功率噪聲或類噪聲干擾信號，提高雷達接收機的噪聲電平，以此遮蓋有用目標回波信號，從而干擾雷達對目標的檢測，降低雷達探測能力［1］。在這其中噪聲調(diào)頻干擾具有電路設計簡單、易實現(xiàn)大帶寬、干擾效率高等特點，因此成為目前雷達對抗中比較常見的干擾樣式。

寬限窄電路是一種常用抗干擾措施，最早應用于通信接收機，用于抗高電平窄脈沖干擾，其在抗噪聲調(diào)頻干擾方面也具有良好的效果［2］。本文詳細分析了寬限窄電路抗噪聲調(diào)頻干擾的原理，并推導出其相對傳統(tǒng)脈沖壓縮雷達的抗干擾得益計算公式，通過仿真進行了驗證。

2 噪聲調(diào)頻干擾信號仿真及性能分析

噪聲調(diào)頻干擾即已調(diào)波的頻率按照噪聲調(diào)制信號的規(guī)律變化而振幅保持不變的調(diào)制過程，模型建立如式（1）。

式中：Uj為噪聲調(diào)頻干擾信號幅度；kfm為噪聲頻率調(diào)制系數(shù)；Un(t)為零均值、廣義平穩(wěn)隨機過程的調(diào)制噪聲，φ(t)為[0 ， 2π]上的均勻分布，且與Un(t)獨立的隨機變量；fj為噪聲調(diào)頻信號的中心頻率［1］。噪聲調(diào)頻干擾信號的頻譜和帶寬決定于有效調(diào)頻指數(shù)，表達式為

式中kfm為式（1）中的噪聲頻率調(diào)制系數(shù)，σn為噪聲標準差，Δfn為調(diào)制噪聲的帶寬。令fde=kfmσn，當mfe＞＞1時，噪聲調(diào)頻信號的干擾帶寬可表示為，此時干擾帶寬與噪聲調(diào)制帶寬Δfn無關(guān)，而決定于調(diào)制噪聲功率和調(diào)頻斜率。因此噪聲調(diào)頻更容易產(chǎn)生寬帶的壓制性阻塞干擾信號［3］。

噪聲調(diào)頻干擾信號仿真設置參數(shù)：采樣頻率fs=800MHz，中心頻率f0=200MHz，調(diào)頻斜率kfm=36×106Hz/V，噪聲標準差σn=1。時域、頻域仿真波形如圖1。

圖1 噪聲調(diào)頻干擾信號時域波形圖和頻譜圖

根據(jù)圖1仿真結(jié)果，噪聲調(diào)頻干擾信號3dB帶寬為85.36MHz，與理論計算值接近。

3 寬限窄電路模型及抗噪聲調(diào)頻干擾原理

寬限窄電路是在寬帶中放后級聯(lián)限幅器和窄帶中放形成的電路，寬限窄電路綜合利用了頻域和時域抗干擾原理，采用多次“整削”噪聲調(diào)頻干擾的能量，同時保護有用信號能量不受損失，以達到有效改善信干比的目的，成為雷達對抗寬帶噪聲調(diào)頻干擾的一種有效抗干擾技術(shù)［4～6］。

為便于后續(xù)表述，這里將寬限窄電路后級聯(lián)脈沖壓縮結(jié)合在一起分析。如圖2所示。圖中Vj，Bj分別為輸入干擾信號的幅度和帶寬；Vs，Bs分別為輸入目標回波信號的幅度和帶寬；f0，Bwid為寬帶濾波器的中心頻率和帶寬；f0，Bnar為窄帶濾波器的中心頻率和帶寬，在常規(guī)脈沖壓縮體制雷達中通常在窄帶濾波器后級聯(lián)脈沖壓縮進一步提高信噪比［7］。

圖2 寬限窄電路實現(xiàn)原理框圖

當使用寬限窄電路對抗寬帶噪聲調(diào)頻信號時，需滿足以下條件：

式（3）中Bn即為式（2）中的調(diào)制噪聲待寬Δfn，在此處為表述一致性，采用Bn表示。寬限窄電路抗噪聲調(diào)頻干擾各級波形示意圖如圖3所示。

圖3（a）所示為包括雷達目標回波Vs和噪聲調(diào)頻干擾信號Vj的輸入信號，其中Vj＞＞Vs；圖3（b）所示為信號經(jīng)過寬限窄電路之后的時域和頻域波形，由于寬帶濾波器帶寬Bwid比回波信號帶寬Bs寬，因此目標回波能夠無失真的通過濾波器，而寬帶濾波器帶寬之外的干擾則被濾除，形成寬限窄電路抗噪聲調(diào)頻干擾的第一次有效得益，此時干擾信號輸出表現(xiàn)為一串幅度相等、調(diào)頻帶寬相等、脈寬不等、脈寬間隔不等的調(diào)頻脈沖串［8～10］。

圖3（c）所示為信號經(jīng)過限幅器之后的時域和頻域波形，由于干擾信號幅度Vj遠大于信號幅度Vs，假設限幅器限幅電平VL=Vs1，則經(jīng)過限幅器后干擾信號幅度被大大削減，而目標信號幅度受影響較小，形成寬限窄電路抗寬帶噪聲調(diào)頻干擾的第二次有效得益。

圖3（d）所示為經(jīng)過窄帶濾波后的信號，窄帶濾波器帶寬通常設置為雷達信號帶寬，信號可以不失真的通過，而濾波器帶外的干擾則被濾除。圖3（e）所示為經(jīng)過脈沖壓縮后的信號，目標回波經(jīng)過脈沖壓縮后可以獲得脈壓增益K，而干擾信號在經(jīng)過脈沖壓縮后能量進一步被削減。圖3（d）和圖3（e）形成寬限窄電路抗噪聲調(diào)頻干擾的第三次有效得益［11］。

圖3 寬限窄電路抗噪聲調(diào)頻干擾各級波形示意圖

4 寬限窄電路抗噪聲調(diào)頻干擾仿真及效能分析

本節(jié)首先通過仿真驗證第3節(jié)所述的寬限窄電路抗噪聲調(diào)頻干擾原理，然后推導出采用寬限窄電路抗干擾措施后相對傳統(tǒng)脈沖壓縮雷達的抗干擾得益公式，并仿真驗證。

4.1 寬限窄電路抗噪聲調(diào)頻干擾仿真

設仿真參數(shù)為采樣頻率fs=800MHz，中心頻率f0=200MHz，調(diào)頻斜率kfm=36×106Hz/V，噪聲標準差σn=1，信干比SJR=?30dB，仿真時長100μs，目標采用線性調(diào)頻信號，脈寬τ=10μs，信號帶寬Bs=5MHz。

根據(jù)圖3分析，經(jīng)過寬帶濾波器后，干擾信號輸出為一串幅度近似相等、而脈沖寬度不等、且脈沖間間隔不等的脈沖串。令這些干擾形成的脈沖串平均脈沖寬度為，平均脈沖間隔時間為，有：

取Bwid=24MHz，經(jīng)過寬帶濾波器前、后的時域波形如圖4。

圖4 寬限窄電路前、后的時域波形

如圖4所示，信號經(jīng)過寬帶濾波器后，變成一串幅度近似相等的隨機調(diào)頻脈沖串，與理論分析一致［1,4,12］。這時干擾信號的遮蓋性較差，給目標回波信號留出單獨的時隙，這就便于后續(xù)信干比的提升［13～14］。

然后信號通過限幅器，將限幅器的限幅電平設定為信號電平，得到信號經(jīng)過限幅器前、后時域波形和頻譜如圖5。

圖5 限幅器前、后的時域、頻域波形

如圖5所示，信號經(jīng)過限幅器后，其頻譜能量向通頻帶的兩端靠攏，而通帶中心處能量較低，這是由限幅器的非線性特性所導致，這也使得經(jīng)過限幅器后信干比進一步提升［15～16］。

4.2 寬限窄電路抗噪聲調(diào)頻干擾性能分析

由于經(jīng)過限幅器后，目標回波信號與干擾信號同時存在部分信號功率將下降0.25π倍，其余部分信號功率不受影響［2］，因此經(jīng)過雷達匹配濾波器后，脈壓得益將有一定受損［19］。設目標不經(jīng)過寬限窄電路，而直接進入雷達匹配濾波器的脈壓得益為D［20］，將經(jīng)過寬限窄電路后的脈壓得益定義為I2，可得：

因此可得經(jīng)過寬限窄電路并級聯(lián)匹配濾波器后總的信干比得益為

將未經(jīng)過寬限窄電路，而直接進入雷達窄帶濾波器和匹配濾波器得到的信干比得益定義為I0，可得：

將采用寬限窄電路抗干擾措施，相對常規(guī)脈沖壓縮雷達的抗干擾得益定義為Ir，可得：

根據(jù)上述所列仿真參數(shù)及式（11），計算經(jīng)過寬限窄電路抗干擾措施后，相對常規(guī)脈沖壓縮雷達帶來的抗干擾得益約為16.8dB。

分別仿真經(jīng)過寬限窄電路并級聯(lián)脈沖壓縮后的干擾和目標回波信號，和不經(jīng)過寬限窄電路直接進行正常接收和脈沖壓縮后的干擾和目標回波信號。如圖6所示。

圖6 采用寬限窄電路和正常處理的目標回波和干擾信號

如圖6所示，經(jīng)過寬限窄電路抗干擾措施后，目標回波可以提取出來，與未采用寬限窄電路時相比，信干比得到明顯改善，經(jīng)過50次仿真試驗并計算信干比改善Ir的平均值約為18.2dB，與理論計算值接近。

5 結(jié)語

本文在全面詳細分析噪聲調(diào)頻干擾的特點，和寬限窄電路抗噪聲調(diào)頻干擾原理的基礎上，推導了采用寬限窄電路抗干擾措施后，相對于常規(guī)脈沖壓縮雷達的抗干擾得益計算公式，并進行了仿真驗證，一方面證明了該抗干擾措施的有效性，另一方面證明了該計算公式的合理性，為雷達抗噪聲調(diào)頻干擾性能分析提供了一種方法。