王 顥 謝 旭 王宇航

（海軍工程大學(xué)電子工程學(xué)院 武漢 430033）

1 引言

隨著水下無線通信網(wǎng)絡(luò)的快速發(fā)展，磁感應(yīng)通信以其可靠性和低延遲方面的優(yōu)勢，逐漸成為國內(nèi)外學(xué)者研究的一個熱點。在磁感應(yīng)通信系統(tǒng)的研究中，低頻發(fā)射機是一個關(guān)鍵問題［1］。低頻發(fā)射機設(shè)計可采用全橋拓?fù)?、D類放大器拓?fù)浼癊類放大器拓?fù)涞龋瑥脑O(shè)計成本、設(shè)計難度、輸出穩(wěn)定性等指標(biāo)綜合評估，采用E類放大器設(shè)計小型低頻發(fā)射機具有良好前景［2］。文獻(xiàn)［3～5］中，對E類放大器工作原理進(jìn)行了詳細(xì)數(shù)學(xué)分析，文獻(xiàn)［6］提出了一種推挽結(jié)構(gòu)的E類放大器，同樣能夠像傳統(tǒng)E類放大器一樣實現(xiàn)軟切換且理論效率值能夠達(dá)到100%，并且使輸出功率提高到單E類放大器的4倍。將這種推挽結(jié)構(gòu)放大器應(yīng)用到水下磁感應(yīng)通信中，對于提高水下磁感應(yīng)通信的傳輸距離具有重要意義。

2 推挽式E類放大器工作原理與設(shè)計分析

2.1 工作原理

推挽式E類放大器的電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，兩個單E類放大器組合在一起形成一個推挽式E類放大器。推挽式E類放大器結(jié)構(gòu)包括直流電源UCC、扼流電感 L1、L2、開關(guān)管 Q1、開關(guān)管 Q2、并聯(lián)電容C1、C2、諧振電容Cr和諧振電感Lr組成的濾波電路、負(fù)載R。在實際系統(tǒng)中，還可能包含阻抗匹配電路［7～8］。放大器的工作波形如圖2所示，圖2（b）、（c）顯示開關(guān)管Q1、Q2交替導(dǎo)通，每個開關(guān)管導(dǎo)通時，將與之并聯(lián)的電容短路，形成單個E類放大器工作，因此流過負(fù)載的電流由兩個單E類放大器提供，同時分擔(dān)了諧振峰值電壓。在開關(guān)管承受相同的電壓時，使得放大器的負(fù)載電流為單E類放大器的2倍，輸出功率為單個E類放大器的4倍。

圖1 推挽E類放大器的電路結(jié)構(gòu)

圖2 推挽E類放大器的工作波形

2.2 設(shè)計分析

與常規(guī)E類放大器設(shè)計思路不同，由于在磁感應(yīng)通信中，通常使用多匝線圈作為發(fā)射天線，阻值較小，電感值較高，為電小天線。繼續(xù)使用傳統(tǒng)E類放大器設(shè)計，會造成天線兩端電壓值較高，對于開關(guān)管的最大電壓和電流承載有較高要求［9～10］。并且負(fù)載阻抗較小會導(dǎo)致線路損耗較大，降低系統(tǒng)效率。因此在磁感應(yīng)通信中的E類放大器設(shè)計需兼顧開關(guān)管性能要求和阻抗匹配問題。使用推挽結(jié)構(gòu)可以降低對開關(guān)管的性能要求。

2.3 放大器參數(shù)分析

由于推挽式E類放大器電路結(jié)構(gòu)完全對稱，其設(shè)計參數(shù)與單E類放大器的設(shè)計參數(shù)相同，即L1=L2，C1=C2。根據(jù)文獻(xiàn)［6］的數(shù)學(xué)分析，確定直流電源UCC，系統(tǒng)工作頻率f，扼流電感L1、L2，并聯(lián)電容C1、C2的值，可得輸出功率為

傳統(tǒng)的開關(guān)功放由于開關(guān)管導(dǎo)通瞬間電壓、電流很大，致使導(dǎo)通損耗很大，E類放大器通過在開關(guān)管兩側(cè)并聯(lián)合適的電容，實現(xiàn)開關(guān)管的ZVS，降低開關(guān)管的導(dǎo)通損耗［11～12］。文獻(xiàn)［6］中根據(jù)前人工作得出了經(jīng)驗值β=0.862326。

負(fù)載峰值電流Im，負(fù)載輸出電流與開關(guān)管的相位差φ，參數(shù)A和B可由下式得：

2.4 負(fù)載阻抗變換分析

針對磁感應(yīng)通信需求設(shè)計的阻抗變換等效電路結(jié)構(gòu)如圖3所示。其中，U1為高頻交流電壓，Lf、Ls分別為變壓器初級電感和次級電感，Rf、Rs分別為變壓器的初級內(nèi)阻和次級內(nèi)阻，Cf、CA分別是變壓器初級回路和環(huán)天線回路的補償電容。

圖3 阻抗變換電路結(jié)構(gòu)

假設(shè)變壓器變比為M，變壓器的等效輸入阻抗為Z=RT+jωLT，在諧振條件下為純阻性。由基爾霍夫定律得：

由式（11）可知，RA越小，Z越大，磁感應(yīng)通信的環(huán)天線的電阻通常較小，大小約幾歐姆。通過以上阻抗變換后，減小了線路損耗，提高了傳輸效率。

3 基于磁感應(yīng)通信的E類放大器設(shè)計與分析

基于磁感應(yīng)通信的E類放大器系統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖4 基于磁感應(yīng)通信的E類放大器系統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)

3.1 電路參數(shù)設(shè)計

假設(shè)環(huán)天線電阻R1=0.47Ω ，電感L1=403μH。設(shè)置β的值為0.8，考慮到電感損耗，取品質(zhì)因數(shù)Q=5。放大開關(guān)管選用型號為IRF7807的MOS?FET，其耐壓值為30V，最大導(dǎo)通電流為8.3A，導(dǎo)通電阻為25mΩ；直流輸入電壓為5V，系統(tǒng)頻率為15.15kHz。變壓器T1和T2相同，初級電感Lf=72μH，次級電感Ls=3.5μH。計算所得放大器系統(tǒng)電路參數(shù)如表1所示。

表1 電路參數(shù)

3.2 仿真分析

利用Multisim軟件對基于磁感應(yīng)通信的E類放大器電路進(jìn)行仿真。開關(guān)管Q1、Q2的工作波形如圖5所示，信號源V2和V3同頻率，相位相差180°，驅(qū)動開關(guān)管Q1、Q2交替導(dǎo)通，且導(dǎo)通時電位差極小，實現(xiàn)了ZVS軟開關(guān)。天線的電流波形如圖6所示，信號波形無失真。

圖5 仿真中開關(guān)管的工作波形

圖6 仿真中天線電流波形

計算得，在直流輸入電壓為5V時，天線電流峰值為3.66A，天線輻射功率為3.15W，放大器效率為95.4%。仿真中直流輸入電流為0.66A，可見該放大器為電流型放大器，通過大電流驅(qū)動天線工作，避免了電壓型放大器驅(qū)動時，大部分電壓加載到天線電抗上，輻射功率較小的問題，提高了磁感應(yīng)通信系統(tǒng)的總體效率。

基于磁感應(yīng)通信的E類放大器的頻域響應(yīng)如圖7所示。放大器的3db帶寬為476Hz，計算得，在14.927kHz時，天線輻射功率為1.63W，系統(tǒng)效率為90%，在15.40kHz時，天線輻射功率為1.62W，系統(tǒng)效率為88%。該放大器可以用在MSK調(diào)制的磁感應(yīng)通信系統(tǒng)中。

圖7 仿真中放大器的頻域響應(yīng)

3.3 樣機分析

根據(jù)設(shè)計參數(shù)和仿真分析制作試驗樣機如圖8所示。由于元器件功率限制，將限流電阻R2改為5Ω，大幅度減小放大器輸出功率，以保證實驗的安全性。

圖8 放大器樣機

實驗平臺如圖9所示，使用Tektronix AFG5252作為放大器觸發(fā)源，兩個40cm直徑50匝線圈作為收發(fā)天線，電阻2.2Ω，電感403μH，R&S ESPI3作為磁感應(yīng)通信接收機。

圖9 磁感應(yīng)通信實驗平臺

基于磁感應(yīng)通信的E類放大器在實測中的工作波形如圖10、圖11所示，開關(guān)管Q1，Q2交替導(dǎo)通，由于所用的變壓器為手工繞制，與設(shè)計電感存在誤差，導(dǎo)致加載到天線兩端的波形存在部分失真現(xiàn)象。

圖10 樣機開關(guān)管工作波形

圖11 天線電壓波形

磁感應(yīng)通信接收端收到的信號強度如圖12所示，可以計算此時發(fā)射天線的輻射功率為25mW，效率為60%。逐漸減小限流電阻，增加直流電壓，測得該變壓器極限功率為2W，此時天線的輻射功率為1.45W，系統(tǒng)效率為73%，延長了磁感應(yīng)通信距離。后續(xù)選用耐壓值更高的元器件，可將限流電阻減小，提高輻射功率和系統(tǒng)效率，拓展磁感應(yīng)通信的有效距離。

圖12 接收端信號強度

4 結(jié)語

本文分析了基于磁感應(yīng)通信的E類放大器設(shè)計，并對其進(jìn)行仿真分析，該放大器的帶寬可達(dá)476Hz，滿足MSK調(diào)制需求。搭建試驗樣機，并接入磁感應(yīng)通信系統(tǒng)中進(jìn)行測試，驗證了設(shè)計的可行性。試驗顯示，該放大器能夠以73%的系統(tǒng)效率驅(qū)動天線輻射1.45W的功率。后續(xù)更換性能更好的元器件，輻射功率和系統(tǒng)效率還可以繼續(xù)提高，進(jìn)一步拓展磁感應(yīng)通信距離。