王毅，高愛杰，胡楠，曹添，郭銳，楊龍?jiān)?/p>

(1. 國網(wǎng)江蘇省電力有限公司泗洪縣供電分公司，江蘇 宿遷223800；2. 中國礦業(yè)大學(xué)電氣與動(dòng)力工程學(xué)院，江蘇 徐州221008；3.國網(wǎng)浙江省電力有限公司檢修分公司，杭州311200)

0 引言

隨著我國持續(xù)推進(jìn)能源轉(zhuǎn)型戰(zhàn)略，以太陽能等新能源為代表的分布式發(fā)電系統(tǒng)在電力系統(tǒng)中的占比不斷提升[1]。一方面，長距離輸電線、變壓器漏感等原因使得電網(wǎng)逐漸呈弱電網(wǎng)特性，大規(guī)模光伏發(fā)電系統(tǒng)、靜止無功發(fā)生器、變頻器等電力電子設(shè)備的接入易引發(fā)系統(tǒng)振蕩等問題[2]。另一方面，LCL型并網(wǎng)逆變器因其具有較強(qiáng)的濾波能力在工程中得到廣泛應(yīng)用[3 - 4]，但在弱電網(wǎng)環(huán)境下其自身存在諧振問題。弱電網(wǎng)下由于電網(wǎng)阻抗的存在，多臺(tái)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)各逆變器間彼此耦合[5 - 6]，導(dǎo)致整個(gè)系統(tǒng)發(fā)生諧振，且諧振頻率通常隨并聯(lián)臺(tái)數(shù)的增加逐步由高頻變?yōu)榈皖l，增加了控制系統(tǒng)的難度[7 - 8]。

針對(duì)多臺(tái)逆變器并聯(lián)運(yùn)行時(shí)的諧振機(jī)理與特性，國內(nèi)外學(xué)者已開展相關(guān)研究。文獻(xiàn)[9]應(yīng)用模態(tài)分析法和計(jì)算諧振參與因子評(píng)估系統(tǒng)諧振狀態(tài)，解析了多逆變器并聯(lián)系統(tǒng)的諧振特性規(guī)律及其交互特性。文獻(xiàn)[10]通過諾頓等效推導(dǎo)多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)輸出阻抗模型，結(jié)合阻抗特性闡明了多機(jī)系統(tǒng)耦合原因與諧振機(jī)理。基于上述研究，為解決多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)的諧振問題，現(xiàn)有抑制弱電網(wǎng)下逆變器諧振問題的策略主要集中于調(diào)整逆變器輸出阻抗或公共耦合點(diǎn)(point of common coupling，PCC)處的電網(wǎng)等效阻抗，對(duì)應(yīng)設(shè)計(jì)控制方案從而抑制諧振[11 - 13]。文獻(xiàn)[14]提出串并聯(lián)阻抗校正法，引入串聯(lián)和并聯(lián)虛擬阻抗分別實(shí)現(xiàn)提升逆變器閉環(huán)輸出阻抗的相位與幅值。文獻(xiàn)[15]提出通過改變電容電流反饋系數(shù)調(diào)節(jié)逆變器閉環(huán)輸出阻抗頻率響應(yīng)的策略，該策略使逆變器滿足穩(wěn)定判據(jù)。文獻(xiàn)[16]提出在PCC點(diǎn)處并聯(lián)接入有源電容變換器的方法，通過在PCC點(diǎn)并入可調(diào)虛擬電容動(dòng)態(tài)調(diào)整電網(wǎng)的等效阻抗。文獻(xiàn)[17]提出一種將RC支路并入PCC點(diǎn)的諧振抑制策略，調(diào)整電網(wǎng)等效阻抗輸出頻率特性來抑制逆變器的諧振，但當(dāng)多逆變器并聯(lián)時(shí)無法采用該策略。文獻(xiàn)[18]提出有源諧波電導(dǎo)法，通過加入虛擬電導(dǎo)吸收低次諧波電流實(shí)現(xiàn)對(duì)諧波電流的抑制。文獻(xiàn)[19]通過帶通濾波器在諧振頻率處構(gòu)建虛擬導(dǎo)納，以此實(shí)現(xiàn)抑制諧振，但未闡明帶通濾波器的具體設(shè)計(jì)方法。

本文基于多逆變器并聯(lián)的諾頓等效模型分析得出多逆變器并聯(lián)運(yùn)行的Nyquist穩(wěn)定判據(jù)，考慮由外引入虛擬導(dǎo)納，提出了通過基波陷波器向PCC點(diǎn)加入虛擬等效導(dǎo)納的整機(jī)諧振抑制策略，并搭建仿真模型和實(shí)驗(yàn)平臺(tái)驗(yàn)證了所提多并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行的諧振抑制策略的有效性。

1 LCL并網(wǎng)逆變器閉環(huán)輸出阻抗模型

含電網(wǎng)電壓前饋控制單元的LCL型并網(wǎng)逆變器如圖1所示。圖中Vin為直流側(cè)的逆變器輸入電壓，L1為逆變器側(cè)等效電感，L2為網(wǎng)側(cè)等效電感，C為濾波電容，Vg為電網(wǎng)電壓，Hi1、Hi2、Hv依次表示采樣電容電流、并網(wǎng)電流、電網(wǎng)電壓的反饋系數(shù)，PLL為檢測(cè)同步信息的鎖相環(huán)，Gi(s)為電流調(diào)節(jié)器，I*為輸出電流參考值，Gff(s)為電網(wǎng)電壓前饋控制單元。為提高本文研究的適用性，Gff(s)選取電網(wǎng)電壓比例前饋控制。

圖1 LCL型并網(wǎng)逆變器原理圖Fig.1 Schematic diagram of the LCL grid-connected inverter

圖2 α軸上逆變器輸出阻抗模型推導(dǎo)過程Fig.2 Derivation process of the inverter output impedance model on α-axis

為簡(jiǎn)化分析，僅在α軸上分析輸出阻抗模型，如圖2所示。圖2(a)中Vg_α為坐標(biāo)變換后網(wǎng)側(cè)電壓在α軸上的分量，Ginv(s)為逆變橋的等效傳遞函數(shù)，考慮數(shù)字控制延時(shí)帶來的影響，其表達(dá)式為[20]：

(1)

式中：Vtri為載波幅值；Ts為采樣周期；Kpwm為調(diào)制信號(hào)至逆變橋輸出電壓的傳遞函數(shù)的增益值，即Vin/(2Vtri)[21]。

為簡(jiǎn)化模型，前移Gff(s)的比較點(diǎn)至Gi(s)輸入端可將圖2(a)等效為圖2(b)，圖中擾動(dòng)信號(hào)前傳遞函數(shù)Gx1(s)與擾動(dòng)信號(hào)后傳遞函數(shù)Gx2(s)表達(dá)式為：

(2)

(3)

在圖2(b)中，將電網(wǎng)電壓前饋點(diǎn)后移至Gx1(s)的輸出端，可將圖2(b)等效為圖2(c)，圖中Ff(s)表示等效變換后的含電網(wǎng)電壓比例前饋的控制環(huán)節(jié)，F(xiàn)f(s)表達(dá)式為：

(4)

分析圖2(c)可得逆變器輸出電流為：

(5)

(6)

聯(lián)立式(1)—(4)、式(6)，可得閉環(huán)輸出阻抗：

Zo(s)=[s3L1L2C+s2L2CHi1Ginv(s)+s(L1+L2)+

Gi(s)Hi2Ginv(s)]/[s2L1C+sCHi1Ginv(s)+

1-Gff(s)HvGinv(s)]

(7)

其中電網(wǎng)電壓比例前饋項(xiàng)如下，詳見文獻(xiàn)[22]。

(8)

2 多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)諧振特性及穩(wěn)定性分析

2.1 多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)諧振特性分析

通過戴維南定理將逆變器多機(jī)并聯(lián)運(yùn)行開環(huán)等效電路表示為圖3。

圖3中，Goci(s)和Zoci(s)分別為第i臺(tái)逆變器的輸出電壓開環(huán)增益與輸出阻抗，其表達(dá)式為：

(9)

(10)

圖3 多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)開環(huán)戴維南等效電路Fig.3 Open-loop Thevenin equivalent circuit of multi-machine parallel system

由疊加定理得開環(huán)多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)中第i臺(tái)逆變器輸出電流為：

y1(s)Vg(s)

(11)

其中G11(s)、G12(s)、y1(s)的表達(dá)式分別為：

(12)

(13)

(14)

強(qiáng)電網(wǎng)情況下，電網(wǎng)等效阻抗Zg(s)=Lgs=0，聯(lián)立式(11)—(14)得強(qiáng)電網(wǎng)下第i臺(tái)逆變器輸出電流為：

i′2i(s)=G11(s)ui(s)+y1(s)Vg(s)

(15)

分析式(15)可知，此時(shí)逆變器輸出電流由電網(wǎng)電壓Vg(s)與其自身輸出電壓ui(s)決定，不受其余逆變器輸出電壓的影響。

在弱電網(wǎng)環(huán)境下，Zg(s)=Lgs≠0，由式(12)—(14)可知，此時(shí)逆變器輸出電流受其余逆變器輸出電壓影響，各逆變器間存在耦合，且多機(jī)系統(tǒng)的耦合程度與逆變器臺(tái)數(shù)n、電網(wǎng)等效阻抗Lg有關(guān)。

由式(12)—(13)推得多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)的耦合將額外引入一諧振頻率為fadd的諧振點(diǎn)，其表達(dá)式為：

(16)

故當(dāng)LCL濾波器參數(shù)確定后，諧振頻率fadd僅與逆變器臺(tái)數(shù)n、電網(wǎng)等效電感Lg有關(guān)。為分析弱電網(wǎng)下fadd隨n的變化規(guī)律，圖4給出了二者的函數(shù)關(guān)系，相關(guān)參數(shù)取值見表1，諧振頻率fadd隨逆變器臺(tái)數(shù)n的增加而逐漸變小。

圖4 諧振頻率fadd與逆變器臺(tái)數(shù)的函數(shù)關(guān)系Fig.4 Functional relationship between resonance frequency fadd and the number of the inverters

表1 逆變器相關(guān)參數(shù)Tab.1 Relevant parameters of the inverter

2.2 多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)穩(wěn)定性分析

為分析多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)的穩(wěn)定性，結(jié)合諾頓定理分析式(5)可將單臺(tái)逆變器等效為電流源并聯(lián)自身閉環(huán)輸出導(dǎo)納的模型[23]，模型中電流源增益由式(5)可得：

(17)

逆變器閉環(huán)輸出導(dǎo)納為：

(18)

圖5為基于上述推導(dǎo)得出的多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)的閉環(huán)諾頓等效電路。為簡(jiǎn)化分析，該系統(tǒng)中各逆變器選取同樣的參數(shù)與控制算法，故有：

(19)

式中：Gcsi(s)為第i臺(tái)逆變器的電流源增益；Yoi(s)為第i臺(tái)逆變器的閉環(huán)輸出導(dǎo)納。

圖5 多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)閉環(huán)諾頓等效電路Fig.5 Closed-loop Norton equivalent circuit of multi-machine parallel system

通過疊加定理分析圖5可得閉環(huán)多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)中第i臺(tái)逆變器輸出并網(wǎng)電流為：

(20)

(21)

此時(shí)，多逆變器并聯(lián)系統(tǒng)的總輸出并網(wǎng)電流為：

(22)

本節(jié)重點(diǎn)關(guān)注多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)的整體穩(wěn)定性，故默認(rèn)系統(tǒng)中各逆變器單獨(dú)工作時(shí)可穩(wěn)定運(yùn)行，即各逆變器閉環(huán)諾頓等效模型中電流增益Gcs(s)與導(dǎo)納Yo(s)無右半平面極點(diǎn)，分析式(21)和(22)可得：

(23)

無右半平面極點(diǎn)時(shí)多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)保持穩(wěn)定。要想解析G*(s)的極點(diǎn)位置需要首先求得G*(s)的環(huán)路增益nZg(s)Yo(s)的極點(diǎn)位置，但由于Zg(s)和Yo(s)項(xiàng)均無右半平面極點(diǎn)，故僅當(dāng)nZg(s)Yo(s)的Nyquist曲線包圍(-1,j0)的圈數(shù)為0時(shí)，G*(s)無右半平面的極點(diǎn)[24]。為便于分析多機(jī)系統(tǒng)穩(wěn)定性，這里定義：

(24)

為提高本文研究的適用性，多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)中的逆變器均選用電容電流比例反饋和電網(wǎng)電壓比例前饋控制，并且選用Lg=1 mH模擬弱電網(wǎng)環(huán)境。圖6表示n取不同值時(shí)環(huán)路增益T*(s)的Nyquist曲線。

圖6 環(huán)路增益T*(s)的Nyquist曲線Fig.6 Nyquist curves of the loop gain T*(s)

觀察圖6可知：當(dāng)n=1時(shí)，T*(s)的Nyquist曲線包圍(-1,j0)點(diǎn)的圈數(shù)為0，但此時(shí)Nyquist曲線距離(-1,j0)點(diǎn)較近，即此時(shí)系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度較小。隨著n逐漸變大，T*(s)的Nyquist曲線范圍也不斷擴(kuò)大，當(dāng)n≥2時(shí)，T*(s)的Nyquist曲線開始包圍(-1, j0)點(diǎn)，表明多逆變器并聯(lián)系統(tǒng)失去原有單機(jī)穩(wěn)定性。隨著多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)中n的增大，系統(tǒng)的穩(wěn)定性逐漸降低，最終導(dǎo)致系統(tǒng)發(fā)生諧振。

3 PCC點(diǎn)并聯(lián)虛擬導(dǎo)納的整機(jī)諧振抑制法

基于上一節(jié)的分析可知，假定在PCC點(diǎn)處并聯(lián)一虛擬導(dǎo)納Yk(s)，其在遇到總并網(wǎng)電流ig(s)的基波分量時(shí)呈現(xiàn)高阻態(tài)，而在遇到諧波電流時(shí)呈現(xiàn)低阻態(tài)，此時(shí)通過虛擬導(dǎo)納Yk(s)可吸收并網(wǎng)電流ig(s)中的諧波電流，進(jìn)而有效提高了多逆變器并聯(lián)系統(tǒng)輸出電流質(zhì)量，圖7為上述方法的等效電路。

圖7 PCC點(diǎn)加入虛擬導(dǎo)納后的等效電路Fig.7 Equivalent circuit after adding the virtual admittance in the PCC point

基于二階廣義積分器的陷波器可大幅衰減特定頻率處的輸入，而在其余頻段內(nèi)可維持輸入[25]，這一特點(diǎn)滿足本文所需并聯(lián)虛擬導(dǎo)納Yk(s)的要求，其傳遞函數(shù)為：

(25)

式中：m為陷波器頻率系數(shù)；ω0為陷波器基波角頻率。

圖8為m取不同值時(shí)GTrap(s)的伯德圖。

圖8 不同m下陷波器的伯德圖Fig.8 Bode diagram of notch filter with different m

觀察圖8可知：在基頻處的信號(hào)會(huì)被大幅衰減，而其余頻段信號(hào)可無衰減地通過陷波器。此外，陷波器頻率系數(shù)m的取值會(huì)影響GTrap(s)的伯德圖，若m值較小，則GTrap(s)在基頻處的尖峰區(qū)域較小，表明其分離基頻和非基頻輸入信號(hào)的能力較強(qiáng)；反之，若m值較大，則GTrap(s)在基頻處的尖峰區(qū)域較大，表明其分離基頻和非基頻輸入信號(hào)的能力較弱。因此，在設(shè)計(jì)陷波器頻率系數(shù)m時(shí)，需兼顧其電網(wǎng)頻率波動(dòng)適應(yīng)能力與非基頻信號(hào)分離能力，折中選定m。理想情況下逆變器輸出電流為光滑正弦信號(hào)，為此當(dāng)陷波器GTrap(s)有一正弦輸入y(t)=Asin(ω0t)時(shí)，其輸出為：

(26)

從式(26)可知，根號(hào)下的因式(1-0.25m2)應(yīng)大于0，解得頻率系數(shù)m<2。此外，系統(tǒng)的調(diào)節(jié)時(shí)間為：

ts=10/(mω0)

(27)

觀察式(27)可知，隨著m的取值變大，系統(tǒng)的調(diào)節(jié)時(shí)間逐漸減小，即系統(tǒng)趨于穩(wěn)定的速度越快。為使系統(tǒng)獲得較優(yōu)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，增強(qiáng)完整保留非基頻信號(hào)的能力，選用最優(yōu)二次系統(tǒng)的設(shè)計(jì)方法[26]，本文選取頻率系數(shù)m=0.32。

為便于分析，進(jìn)一步將圖7中的并聯(lián)虛擬導(dǎo)納Yk(s)等效前移至每臺(tái)逆變器側(cè)，記為Yki(s)，圖9為前移等效后的電路。

圖9 圖7的等效電路Fig.9 Equivalent circuit of the figure 7

為實(shí)現(xiàn)圖9中Yki(s)的控制效果，可采集PCC點(diǎn)總并網(wǎng)電流或流經(jīng)各逆變器的并網(wǎng)電流，如果選擇前者，則僅需在多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)中任一逆變器側(cè)添加虛擬導(dǎo)納，便可實(shí)現(xiàn)濾除總并網(wǎng)電流ig(s)中的諧波電流；同樣，也可選擇將虛擬導(dǎo)納前移至每臺(tái)逆變器的控制策略。為便于進(jìn)行理論分析，本文選用在每臺(tái)并聯(lián)逆變器中并入虛擬導(dǎo)納的策略，圖10為所提增加虛擬導(dǎo)納策略的控制框圖，通過虛線內(nèi)環(huán)節(jié)實(shí)現(xiàn)添加虛擬導(dǎo)納。

圖10 含虛擬導(dǎo)納的逆變器原理圖Fig.10 Schematic diagram of the inverter including virtual admittance

參考圖2逆變器輸出阻抗推導(dǎo)過程，對(duì)比圖2(a)與圖10可知，引入虛擬導(dǎo)納相當(dāng)于增加了一條并聯(lián)反饋支路-Hi3GTrap(s)，參考圖2(c)的化簡(jiǎn)過程，可將所提控制策略在α軸上的控制框圖等效為圖11。

圖11 α軸上圖10的等效控制框圖Fig.11 Equivalent control block diagram of figure 10 on the α-axis

分析圖11與式(7)，可得出增加虛擬導(dǎo)納后逆變器閉環(huán)輸出阻抗表達(dá)式為：

(28)

為解析虛擬導(dǎo)納系數(shù)Hi3與逆變器輸出阻抗的關(guān)系，圖12給出了Hi3取不同值時(shí)逆變器輸出阻抗的伯德圖。

圖12 不同Hi3下的逆變器輸出阻抗伯德圖Fig.12 Output impedance Bode diagram of inverter with different Hi3

觀察可知，Hi3取值越大，逆變器輸出阻抗的相角裕度越大，即在電網(wǎng)等效阻抗Zg與逆變器輸出阻抗Zo的幅頻特性曲線交點(diǎn)處的輸出阻抗相位與-90 °的距離越遠(yuǎn)[27 - 28]，且系統(tǒng)在基頻處的增益和未加入虛擬導(dǎo)納時(shí)的輸出阻抗(即Hi3=0)大小相等，導(dǎo)致逆變器控制單元的穩(wěn)態(tài)誤差限制得較低，但低頻處的幅頻特性曲線隨Hi3的增大逐漸向下移動(dòng)，故選取虛擬導(dǎo)納系數(shù)Hi3=0.12，其余參數(shù)見表1。

圖13 環(huán)路增益的Nyquist曲線Fig.13 Nyquist curves of the loop gain

4 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

4.1 仿真分析

為驗(yàn)證本文所提策略的有效性，在Simulink軟件中搭建多并網(wǎng)逆變器并聯(lián)系統(tǒng)的仿真模型，逆變器相關(guān)參數(shù)見表1。

圖14為Lg=1 mH，n=2、4時(shí)多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)的總輸出電流波形與頻譜圖。由于弱電網(wǎng)下Lg≠0，各逆變器間彼此耦合，并網(wǎng)電流諧波畸變率較高且隨著n的增加而升高，多機(jī)系統(tǒng)的穩(wěn)定性逐步下降，系統(tǒng)發(fā)生諧振，符合第2節(jié)穩(wěn)定性分析相關(guān)結(jié)論。此外，由圖14可知，多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)的諧振頻率隨逆變器臺(tái)數(shù)的增加而減小，與式(16)分析結(jié)果一致。

圖14 Lg=1 mH，多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)總輸出電流波形及頻譜圖Fig.14 Lg=1 mH, total output current waveforms and spectrum map of the multi-machine parallel system

圖15為Lg=1 mH，n=2、4時(shí)增加虛擬導(dǎo)納后多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)總輸出電流波形與頻譜圖，對(duì)比圖14可知，采用本文所提控制策略后，并網(wǎng)電流諧波畸變率大幅下降，電流質(zhì)量明顯提高，諧振得到有效抑制，仿真結(jié)果與圖13中的理論分析結(jié)果一致。

圖15 Lg=1 mH，增加虛擬導(dǎo)納后多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)總輸出電流波形及頻譜圖Fig.15 Lg=1 mH, total output current waveforms and spectrum map of the multi-machine parallel system after adding virtual admittance

4.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為進(jìn)一步驗(yàn)證本文所提多并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運(yùn)行的諧振抑制策略的控制效果，搭建兩臺(tái)逆變器并聯(lián)運(yùn)行的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖16所示，實(shí)驗(yàn)參數(shù)與表1保持一致。為模擬弱電網(wǎng)環(huán)境，在PCC點(diǎn)處串入0.5 mH的電感。

圖16 弱電網(wǎng)下2臺(tái)逆變器并聯(lián)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)Fig.16 Experiment platform of two parallel-inverters under weak grid

圖17分別為弱電網(wǎng)下未增加虛擬導(dǎo)納與增加虛擬導(dǎo)納時(shí)兩臺(tái)逆變器并聯(lián)時(shí)總并網(wǎng)電流波形。圖17(a)中，由于弱電網(wǎng)下電網(wǎng)等效阻抗的存在，逆變器間及逆變器與電網(wǎng)間彼此耦合，造成總并網(wǎng)電流畸變嚴(yán)重；圖17(b)中,當(dāng)在多機(jī)系統(tǒng)中增加虛擬導(dǎo)納時(shí)，由于虛擬導(dǎo)納吸收了并網(wǎng)電流中的諧波分量，使得總并網(wǎng)電流質(zhì)量較高，保證了弱電網(wǎng)下多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)的穩(wěn)定性，系統(tǒng)諧振得到抑制，這與圖13中的理論分析結(jié)果以及上述仿真結(jié)果一致。分析實(shí)驗(yàn)結(jié)果可知，本文所提控制策略能夠在弱電網(wǎng)環(huán)境下有效抑制多逆變器并聯(lián)系統(tǒng)中的諧振現(xiàn)象。

圖17 n=2時(shí),增加虛擬導(dǎo)納前后總輸出電流波形Fig.17 n=2, total output current waveform before and after adding virtual admittance

5 結(jié)論

本文分析了多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)的諧振特性，構(gòu)建了弱電網(wǎng)環(huán)境下多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)的閉環(huán)諾頓等效模型，基于該模型推導(dǎo)出判別多臺(tái)逆變器并聯(lián)運(yùn)行穩(wěn)定性的Nyquist判據(jù)，解析了采用傳統(tǒng)電網(wǎng)電壓比例前饋控制方法時(shí)多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)存在穩(wěn)定性低、整機(jī)諧振等問題的原因。并提出了基于陷波器向PCC點(diǎn)加入虛擬等效導(dǎo)納的整機(jī)諧振抑制策略，該策略有效提高了多機(jī)并聯(lián)系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度，使系統(tǒng)滿足多臺(tái)逆變器并聯(lián)運(yùn)行的Nyquist穩(wěn)定判據(jù)，通過仿真和實(shí)驗(yàn)進(jìn)一步論證了所提策略可有效抑制弱電網(wǎng)環(huán)境下多逆變器并聯(lián)系統(tǒng)的諧振現(xiàn)象。