石晶晶 劉力嘉 韓福曄 宋 樂

(東北大學醫(yī)學與生物信息工程學院 沈陽 110000)

1 引言

隨著新興醫(yī)療和保健技術的不斷涌現(xiàn)，與人體聯(lián)系最緊密的體域網(Body Area Network, BAN)技術日漸成為無線通信領域中新的研究熱點。BAN通過人體表面的可穿戴式傳感器和體內的植入式傳感器對生理參數(shù)進行檢測、提取并分析，可應用于醫(yī)療保健和臨床治療的許多方面，如移植器官的生理監(jiān)測[1]、膠囊內窺鏡[2]及無線心臟起搏器[3]等。這些體內植入式設備不僅需要具備良好的生物相容性、可植入人體內的微小尺寸以及低功耗，還需要較高的數(shù)據傳輸速率以保證通信性能。如實現(xiàn)體內移動式膠囊內窺鏡系統(tǒng)的高質量實時圖像傳輸，則需高達10～100 Mbit/s的傳輸速率[4]。

為了滿足BAN通信對數(shù)據傳輸速率的要求，IEEE 802.15.6協(xié)議的物理層標準建議了幾個可用頻段[5]，包括：超寬帶(Ultra-WideBand, UWB)，醫(yī)療植入通信服務(Medical Implant Communication Service, MICS)，工業(yè)、科學和醫(yī)療(Industrial, Scientific and Medical, ISM)以及人體通信(Human Body Communication, HBC)頻段。相比于其他建議頻段，10～50 MHz HBC頻段的電磁波具有在人體組織中傳播損耗更低、組織穿透深度更大，向人體外部的輻射更低等特性，因此更適用于體內至體內、體內至體表和體內至體外的植入式通信系統(tǒng)[6–8]。同時，美國聯(lián)邦通信委員會(Federal Communications Commission, FCC)批準的超寬帶通信系統(tǒng)規(guī)范中定義了超寬帶信號為相對帶寬數(shù)值大于0.2～0.25或占用總帶寬大于500 MHz的信號[9]，10～50 MHz HBC頻段可視為UWB信號，具有高速率傳輸和系統(tǒng)低功耗的特點[10]。

人體內部有耗組織和器官對信道傳輸特性的影響極大，相比于自由空間的傳播環(huán)境，建立人體內植入式信道模型極具挑戰(zhàn)性。為了獲得準確的體內植入式信道特性，則需要基于數(shù)值人體模型進行大規(guī)模計算仿真，從而建立體內至體表的信道模型。現(xiàn)已有很多關于體內植入式信道特性分析與建模的研究，但仍缺少基于超寬帶技術的10～50 MHz HBC頻段植入式人體信道模型。文獻[11]分析了2.5～6.0 GHz信號在體內植入式信道中傳播的特性，建立了低頻UWB信道模型。文獻[12,13]均建立了包含多層生物組織的等效人體模型，但是沒有將簡易人體模型與更符合真實組織環(huán)境的解剖學數(shù)值人體模型相對比，難以驗證仿真結果的有效性。

因此，本文在對10～50 MHz HBC頻段植入式信道特性展開分析與研究時，應用了電磁數(shù)值仿真計算方法，將時域有限積分技術(time-domain Finite Integration Technique, FIT)與高分辨率的數(shù)值人體模型相結合，計算分析人體通信頻段內10～50 MHz 超寬帶信號的路徑損耗、陰影衰落和電磁場分布等信道特性，并對比多層異質人體模型和高分辨率解剖學人體模型的相關信道特性差異。首次提出了人體通信頻段10～50 MHz體內至體表路徑損耗模型，并通過生物液態(tài)仿體內測量驗證了該路徑損耗模型的有效性。本文提出的路徑損耗模型對評估HBC植入式通信性能和鏈路預算等具有重要意義。

2 人體模型與信道建模仿真設計

2.1 人體模型

為分析HBC頻段體內至體表信道的傳輸特性，本文將對兩種人體模型的路徑損耗特性進行仿真計算與對比分析。首先，采用基于核磁共振成像(Magnetic Resonance Imaging, MRI)技術開發(fā)的解剖學數(shù)值人體模型[14]進行信道特性的數(shù)值仿真計算，該模型的正視圖和側視圖如圖1(a)所示。該人體模型高為173.2 cm，體重為65 kg，包含心臟、腦、肌肉、脂肪等51種不同的生理組織，空間分辨率為2 mm，可以更精確地模擬人體的生理組成與結構。此外，基于時域有限積分算法建立了與該數(shù)值人體模型身高體重相仿的多層異質幾何人體模型，如圖1(b)所示為多層異質人體模型的尺寸及多層組織結構示意圖。該模型主要由頭部、軀干、手臂和腿部等4大部分構成，各部分結構均包含多層生理組織以模擬人體內真實組織結構與環(huán)境。

圖1 人體模型示意圖

在應用上述的精確人體計算機模型時，需明確各不同類型的組織和器官在HBC頻段內所具有的介電特性。人體是由多種有耗組織組成的介電媒質，體內各類生物組織的介電特性均具有頻率相關性。因此，為了反映各組織介電特性隨頻率變化的關系，采用4階德拜(Debye)模型[15]對兩種人體模型各組織在10～100 MHz范圍內的介電特性進行非線性參數(shù)擬合，4重柯爾-柯爾(4-Cole-Cole)表達式為

同時，將10～100 MHz頻段范圍內的人體組織介電常數(shù)和電導率與頻率之間的關系建模如圖2，數(shù)據來源于10 Hz～100 GHz范圍內的介電參數(shù)公開數(shù)據庫[17]。根據圖2可以看出，各組織的相對介電常數(shù)和電導率在人體通信頻段(10～50 MHz)范圍內隨頻率變化明顯，而后隨頻率升高變化逐漸緩慢。其中，高含水量組織(皮膚、肌肉)的介電特性參數(shù)相對較高，且受頻率變化影響較大；而低含水量組織(脂肪、骨骼)的介電特性參數(shù)相對較小，受頻率變化影響較小。

圖2 典型組織相對介電常數(shù)和電導率的頻率特性

2.2 信道建模仿真設計

如圖3所示為以高分辨率的解剖學數(shù)值人體模型為例，利用時域有限積分算法建立的信道建模仿真設置。根據文獻[18]可知，此頻段電磁波在人體組織內部傳播時磁場分量占主導地位，因此選用外直徑為2 cm的小環(huán)天線作為植入在體內的Tx發(fā)射天線，小環(huán)厚度為0.2 mm。應用于一種典型植入式應用場景如無線心臟起搏器，將小環(huán)發(fā)射天線平行于xoz面植入在人體模型的心臟內，植入深度為8 cm左右。值得注意的是，考慮到器官在人體組織的最內層，對HBC頻段的人體信道衰減影響不大，因此本文建立的簡易異質人體模型不含心臟器官[13]。為與解剖學數(shù)值人體模型的仿真環(huán)境保持一致，發(fā)射天線植入于多層異質人體模型胸部內側的人體心臟對應位置。

圖3 基于數(shù)值人體模型的信道建模仿真設置

與此同時，為建立心臟至體表無線通信鏈路并探究體內至體表信道特性，人體模型表面共設置73處等距接收點，其中正面設置51處接收點，背面設置22處接收點，每處接收點為長度2 cm的偶極子傳感器。體表接收點涵蓋了頭部、軀干、腿部及手臂等部位，體內發(fā)射至體表接收鏈路的直線距離范圍為8～120 cm。為同時探求接收方向對信道傳輸特性的影響，在每處接收點均沿x, y, z 3個極化方向放置偶極子傳感器，因此可以基于共計219組通信鏈路的路徑損耗進行統(tǒng)計分析與建模。

為了使大部分能量集中在HBC頻段的10～50 MHz內，發(fā)射信號為中心頻率為30 MHz且脈沖寬度為80 ns的正弦調制高斯脈沖，滿足UWB信號相對帶寬數(shù)值大于0.2～0.25的條件[9]?；跁r域有限積分算法的仿真設置如下：生物組織材料的介電特性設置為4階Cole-Cole擬合，符合10～50 MHz的寬帶特性。邊界條件設置為open(add space)，PML邊界設置在中心頻率30 MHz，邊界距離為1/4波長；網格劃分精度為1 mm3，網格數(shù)量在2×106以上；環(huán)發(fā)射天線采用離散饋電方式，激勵源和負載匹配電阻均為5 0 ?。

表1 幾種典型生物組織4階Debye模型擬合參數(shù)值

3 體內至體表信道特性分析與建模

3.1 路徑損耗

路徑損耗是評估信道傳輸特性的重要參數(shù)，表示由體內發(fā)射的超寬帶信號穿過人體組織到達體表的過程中能量的衰減情況。對于頻率范圍為10～50 MHz的HBC頻段，發(fā)射信號的相對帶寬數(shù)值大于25%，滿足超寬帶信號的條件，對應的接收信號也為10～50 MHz的超寬帶信號。在計算該寬帶信號傳輸信道的路徑損耗時，可以采用數(shù)值計算得到接收端處的接收電壓，再通過計算接收電壓與發(fā)射電壓的比值求得路徑損耗真值。對數(shù)值路徑損耗的計算表達式為

然而，考慮到10～50 MHz的HBC頻段波長較長，信號傳播將發(fā)生在距離激勵源非常近的近場區(qū)域，使得傳統(tǒng)的冪律對數(shù)路徑損耗模型不再適用。根據文獻[20]可知，在激勵源的近場區(qū)，信號沿體表的衰減比向體外衰減更小，說明信號在近場區(qū)沿體表傳播分量更大。與此同時，根據人體表面的傳播機理可知，表面爬行波沿體表傳播時，電磁場隨著距離的增加呈指數(shù)衰減特性，對應的路徑損耗真值隨距離增加呈指數(shù)增長特性，取對數(shù)后應呈線性特性。因此，本文基于電磁波在人體區(qū)域的表面波傳播機理[21]，在傳統(tǒng)的冪律對數(shù)路徑損耗模型中引入線性修正項，構成了帶有線性修正項的對數(shù)路徑損耗模型，表達式為

對比圖4和表2擬合參數(shù)可以發(fā)現(xiàn)，采用帶有修正項的對數(shù)路徑損耗模型擬合得到的均方根誤差(RMSE)均小于采用冪律對數(shù)模型擬合的結果，表明本文提出的修正對數(shù)路徑損耗模型能更準確地描述HBC頻段10～50 MHz體內至體表信道的路徑損耗特性。同時根據圖4(a)和圖4(b)，兩個路徑損耗模型擬合得到的均值曲線在80 cm處相交，修正項模型擬合得到的路徑損耗均值在80 cm之前呈對數(shù)增長，在80 cm之后呈線性增長。因此，對應得到HBC頻段體內至體表信道的路徑損耗特性：當ddn時，表面波傳播分量占主導地位，路徑損耗呈線性特性。

圖4 心臟至體表鏈路的路徑損耗與擬合曲線對比

表2 路徑損耗的擬合參數(shù)及均方根誤差（RMSE）

除此之外，對比分析了數(shù)值人體模型與異質人體模型之間的路徑損耗差異。圖5為采用修正對數(shù)路徑損耗模型擬合得到的均值曲線。對比發(fā)現(xiàn)，由于建立的多層異質人體模型與實際人體表面的曲面結構差異較大，受到組織結構與厚度的影響，導致異質人體模型的路徑損耗擬合結果較解剖學數(shù)值人體模型高5 dB左右的誤差。因此，在計算機硬件資源允許的條件下，采用更為精確的解剖學數(shù)值人體模型進行植入式信道仿真建模研究可以有效提高信道模型的準確度與可靠性。進而說明，體內復雜的生理組織結構與厚度對植入式信道的傳播和衰減特性具有不可忽視的影響作用。

圖5 數(shù)值人體模型與異質人體模型的路徑損耗特性對比

3.2 陰影衰落特性與信道建模

電磁波在體內至體表信道中傳播的過程是非常復雜的。一方面，人體內的有耗組織對電磁波存在吸收和散射現(xiàn)象，使得傳輸信號被大幅度衰減。另一方面，由于電磁波在人體表面以衍射波和爬行波的方式傳播，受到人體結構和運動姿態(tài)的影響，形成陰影衰落。由圖4(a)和圖4(b)可見，路徑損耗的計算值圍繞擬合得到的均值曲線上下波動較大，表明陰影衰落的影響在信道傳輸特性中不可忽略。

由于收發(fā)端之間的距離是隨機變量，取收發(fā)端之間的路徑損耗與修正項對數(shù)路徑損耗模型之間的差值作為隨機變量，即陰影衰落變量SdB。根據體表x, y, z 3個接收方向對變量SdB進行統(tǒng)計分析，統(tǒng)計參數(shù)如表3所示。根據表中參數(shù)結果發(fā)現(xiàn)，陰影衰落變量SdB是 服從均值μ近 似為0，標準差為σdB的正態(tài)分布SdB(μ,σdB)。 由P LdB與 l n PL之間的關系可知，對數(shù)值 P LdB服從正態(tài)分布，則路徑損耗真值 PL服從對數(shù)正態(tài)分布。陰影衰落變量SdB的累積分布函數(shù)(Cumulative Distribution Function, CDF)如圖6所示。對比SdB的仿真數(shù)據和正態(tài)分布擬合曲線可以看出，陰影衰落變量SdB服從正態(tài)分布。

圖6 陰影衰落變量的累積分布函數(shù)

表3 陰影衰落變量的統(tǒng)計參數(shù)

因此，結合本文所提修正項對數(shù)路徑損耗模型和陰影衰落變量SdB的統(tǒng)計學特性，建立一個完整的信道統(tǒng)計模型，用于描述HBC頻段內10～50 MHz信號在人體內的路徑損耗特性，表達式為

3.3 電磁場分布特性

根據前期的理論研究[22]，場分布特性可以有效地分析MHz頻段電磁波透入人體組織時的傳播特性，包括電場分布特性和磁場分布特性。相較于遠場區(qū)觀測條件kr ?1，可視HBC頻段內近人體區(qū)域為準靜態(tài)近場區(qū)通信。圖7展示了當體內發(fā)射環(huán)天線平行于xoz平面(y = 0)植入多層異質人體模型的胸部位置，在30 MHz下的人體模型內部及周圍區(qū)域電磁場分布特性。

根據圖7(a)和圖7(b)，對比相同平面下的電場與磁場分布發(fā)現(xiàn)，電場分量在透入人體組織向外傳播的過程中，體內有耗組織使得電場強度迅速衰減，在到達體表后沿著體表爬行波傳播，說明體表爬行波在遠距離占主要地位。對于磁場分量，由于人體組織的磁導率與空氣的磁導率相同，磁場不受外界環(huán)境和人體組織的影響，自體內發(fā)射天線均勻向外擴散衰減，且相同距離下磁場強度的衰減速度較電場強度衰減緩慢。另外，在體內發(fā)射天線附近磁場強度較大，說明磁場分量在體內通信中占據主導地位，同樣可以證實基于磁場探測的環(huán)天線(磁偶極子)適用于分析HBC頻段的體內至體表通信系統(tǒng)。

圖7 多層異質人體模型中的電磁場分布特性

4 實驗測量與對比驗證

為進一步驗證本文提出的HBC頻段路徑損耗模型的有效性，采用環(huán)天線和雙頻螺旋天線兩組天線系統(tǒng)進行測量實驗，評估體內至體表通信系統(tǒng)的傳輸性能，兩組天線系統(tǒng)測量實驗的示意圖如圖8(a)所示。與仿真實驗的設置近似一致，采用兩個相同的內半徑為2 cm的環(huán)天線構成一組收發(fā)環(huán)天線系統(tǒng)，實際天線如圖8(b)所示。另外，為評估天線性能對通信系統(tǒng)傳輸?shù)挠绊?，采用雙頻螺旋天線系統(tǒng)展開對比實驗。該螺旋天線系統(tǒng)由植入式小型化螺旋天線和對應的體表平面單極天線組成，相關天線設計的具體結構和尺寸可參考文獻[18]。體內發(fā)射天線在基于數(shù)值人體模型的仿真中可實現(xiàn)20.4 MHz和54 MHz的雙頻共振，與其匹配的體表接收天線通過調節(jié)螺旋線寬w和螺旋圈數(shù)n可以分別實現(xiàn)22.1 MHz和50 MHz的諧振頻率。

圖8(b)展示了采用小環(huán)天線系統(tǒng)進行實驗測量的場景，通過帶有鐵氧體磁芯的磁屏蔽同軸電纜將收發(fā)天線連接到矢量網絡分析儀(K e y s i g h t E5071C)，同時使用絕緣聚乙烯材料包裹住收發(fā)天線再插入液態(tài)仿體內進行S參數(shù)測量。首先，分別對發(fā)射天線的反射系數(shù)S11和接收天線的反射系數(shù)S22進行測量，圖9為兩組天線系統(tǒng)的參數(shù)測量結果。結果顯示，螺旋發(fā)射天線測量的雙頻帶寬分別為22.4～23.5 MHz 和43.1～48.5 MHz，諧振頻率出現(xiàn)在22.8 MHz與45.6 MHz，與仿真結果稍有頻移，原因是在天線制造過程中不可避免的手工制造誤差和非理想化的測量環(huán)境。另外，固定收發(fā)天線之間的直線距離為5 cm，分別測得兩組收發(fā)天線之間的傳輸系數(shù)S21， 環(huán)天線系統(tǒng)的S21在10～100 MHz頻率范圍內約為–40 dB。

圖9 小環(huán)和磁性螺旋天線系統(tǒng)S參數(shù)測量結果

與此同時，根據圖8(a)所示進行等效液態(tài)體模內的傳輸系數(shù)測量，進而計算收發(fā)天線之間的路徑損耗。將接收天線固定在容器一側內壁，沿-y方向水平等間距移動體內發(fā)射天線，環(huán)天線的測量間距約為2.5 cm，螺旋天線的測量間距約為1 cm，測量距離范圍為1～15 cm。相比于共振較好的螺旋天線系統(tǒng)，小尺寸環(huán)天線系統(tǒng)在HBC頻段的不匹配易造成傳輸過程中損耗過大，因此在發(fā)射端連接功率放大器(增益為25 dB)將發(fā)射信號放大，方便在接收端測量微弱的接收信號。通過上述測量方法，環(huán)天線系統(tǒng)的路徑損耗表達式為

圖8 實驗測量示意圖

最后將兩組天線系統(tǒng)的仿體內測量結果與仿真路徑損耗均值曲線對比如圖10，其中雙頻螺旋天線的測量結果為第1諧振頻率和第2諧振頻率下測量路徑損耗的平均值。對比結果顯示，采用環(huán)天線在仿體模型內測量的結果與解剖學數(shù)值人體模型的擬合均值保持一致，進一步驗證了仿真數(shù)據的準確性。與此同時，文獻[18]設計的雙頻螺旋天線系統(tǒng)在HBC頻段的共振頻點較為精準，收發(fā)天線之間的耦合效應更強，因此可提升體內通信系統(tǒng)的傳輸性能，將路徑損耗降低20～40 dB。另外，環(huán)天線的實驗測量結果與異質人體模型的擬合均值相近，驗證了異質人體模型建模的可行性，但是該測量結果在數(shù)值上與解剖學人體模型的路徑損耗擬合結果更為接近，說明解剖學數(shù)值人體模型對信道仿真實驗的準確性更高。

圖10 實測與仿真的路徑損耗對比

5 結束語

本文結合時域有限積分法和兩種數(shù)值人體模型進行了體內至體表鏈路的路徑損耗計算，研究分析了人體通信頻段10～50 MHz體內至體表信道的傳播特性。基于表面波傳播機理，首次提出了帶有線性修正項的體內至體表路徑損耗模型。仿真結果表明路徑損耗隨著傳輸距離的增加而增大，路徑損耗特性呈現(xiàn)先對數(shù)后線性增長趨勢。解剖學數(shù)值人體模型與本文建立的多層異質幾何人體模型之間的路徑損耗差異在5 dB左右，表明采用高分辨率的數(shù)值人體模型進行HBC頻段的路徑損耗特性研究與建模具有更高的準確性。此外，通過實驗測量結果可知HBC頻段天線系統(tǒng)的優(yōu)化設計可以顯著提高體內至體表鏈路的通信性能。未來的研究工作將繼續(xù)探究年齡和性別等個體因素在不同信道鏈路的傳輸特性與影響，并根據完整的信道模型對頻移鍵控(Frequency-Shift Keying, FSK)脈沖無線電系統(tǒng)進行性能評估。