寧婕妤

(中國西南電子技術研究所 成都 6100361)

0 引 言

衛(wèi)星通信具有覆蓋范圍廣、作用距離遠、可靠性高、組網靈活、不受地形限制等優(yōu)勢，是信息系統(tǒng)實現(xiàn)全球服務的主要甚至唯一途徑[1]。作為各種軍事和民用信息處理的中繼，衛(wèi)星承載的業(yè)務類型越來越多，強大的市場需求沖擊促使大容量、超帶寬、多功能一體化成為包括衛(wèi)星在內的眾多電子信息系統(tǒng)的主要發(fā)展趨勢。未來的衛(wèi)星通信系統(tǒng)需要為不同類型的終端，如機載、船載、艦載終端、陸地固定或移動終端、便攜式甚小口徑終端及手持類終端等，提供形式多樣的服務，不同終端、不同服務及不同服務區(qū)域要求衛(wèi)星通信系統(tǒng)具備高效靈活的寬帶處理能力。實際上，隨著現(xiàn)代天線技術、信號收發(fā)和處理技術的不斷發(fā)展，軍民用高性能電子信息系統(tǒng)越來越呈現(xiàn)趨同化發(fā)展趨勢，多功能、一體化順勢演變?yōu)橹饕芯繜狳c，如衛(wèi)星通信設備不僅支持高質量的移動通信，還將支持氣候變化監(jiān)測、空間氣象監(jiān)視、多光譜對地成像、航空監(jiān)視、跟蹤、導航等綜合業(yè)務協(xié)同工作。未來，若繼續(xù)采用傳統(tǒng)單一功能的射頻技術，那么，多功能集成將極有可能導致多種電子設備或模塊簡單疊加而形成龐大系統(tǒng)。此外，多功能、一體化的電子信息系統(tǒng)或平臺需承載不同功能所覆蓋的全部帶寬，因此，表現(xiàn)出對帶寬較大的依賴性，而傳統(tǒng)射頻器件極有可能面臨難以支持超寬帶、多頻段射頻信號的采集、傳輸和處理等難題。例如，若多功能覆蓋的射頻帶寬非常寬，系統(tǒng)的模數(shù)轉換(Analog-to-Digital Conversion，ADC)和數(shù)模轉換(Digital-to-Analog Conversion，DAC)也許無法直接面向超寬帶射頻信號實現(xiàn)信號采集。

在此背景下，微波光子技術將是一種較有潛力的解決手段。光子技術具有帶寬高、損耗低、重量輕以及抗電磁干擾強等優(yōu)勢，微波光子技術將微波技術與光子技術充分融合，利用光電器件和光電系統(tǒng)進行微波/射頻信號的光域傳輸與處理，為微波信號的處理與分析提供了一條全新的解決途徑，它有望突破傳統(tǒng)技術瓶頸，實現(xiàn)單純微波技術和光子技術難以完成的復雜功能[2-4]。在未來衛(wèi)星通信發(fā)展中，微波光子技術將具有良好的應用潛力[5-6]。

然而，由于微波光子通信系統(tǒng)固有的非線性傳遞特性等缺陷，現(xiàn)有微波光子技術還尚未達到軍民用領域“成熟應用”的性能要求。一般來說，非線性失真是微波光子系統(tǒng)面臨的關鍵問題之一，它們的存在嚴重惡化了系統(tǒng)性能。目前，各種微波光子線性化方法被提出，對于基于數(shù)字信號處理(Digital Signal Processing，DSP)的線性化技術[7-10]，當系統(tǒng)輸入的射頻信號很高時，通常需要超寬帶的高速ADC實現(xiàn)信號的接收，若要無失真地恢復原始信號的全部信息，實際需要的ADC采樣率可能會更高。因此，許多基于強度調制且包含下變頻功能的線性化方法[11-12]被提出，但這種鏈路實際上是有濾波的鏈路[13-14]，只有某些基頻信號被數(shù)字化，其他諧波失真均被濾除，導致系統(tǒng)的補償模型與實際的物理過程不匹配。利用迭代算法[15]可以實現(xiàn)系統(tǒng)輸出的完全線性化，但也增加了系統(tǒng)的不穩(wěn)定性。

基于以上問題，本文提出了一種基于光子帶通采樣-數(shù)字I/Q解調的線性化方法。該方法無需其他下變頻裝置，通過超短光脈沖的帶通采樣將系統(tǒng)全部分量直接下變頻。此外，利用該技術可實現(xiàn)射頻信號的“直接帶通采樣”，直接獲取目標高頻寬帶的信息并將其數(shù)字化，避免了采用超寬帶ADC后所需要的超大規(guī)模的數(shù)字處理。在未來，若面向40～60 GHz等較高的工作頻段，該技術還將有望在目標工作帶寬內實現(xiàn)較高的動態(tài)范圍。

1 結構與原理

圖1為本文所提出的基于光子帶通采樣-數(shù)字I/Q解調的線性化方法的系統(tǒng)結構圖。激光器發(fā)出的光經過光耦合器1分成兩路，一路光經過偏振調制器，用來承載系統(tǒng)輸入的射頻(Radio Frequency，RF)信號；另一路光直接相連低速光電探測器以實現(xiàn)光電轉換，用作雙通道數(shù)據采集卡的同步時鐘信號。承載了RF信號的光載波再被光耦合器2平均分成兩路，每一路分別通過偏振控制器及偏振分束器作用，實現(xiàn)光的相位調制信息向光的強度信息轉變；最后分別經過平衡探測器光電檢測后，同時被雙通道的數(shù)據采集卡數(shù)字化。需要說明的是，在偏振控制器1及偏振控制器2的調節(jié)作用下，兩路信號成正交的形式輸出，即I路和Q路。在數(shù)據處理單元，實現(xiàn)算法處理。

圖1 基于光子帶通采樣-數(shù)字I/Q解調的線性化方法的系統(tǒng)結構圖

對于偏振調制I/Q解調的模擬光鏈路系統(tǒng)，若要實現(xiàn)輸出信號的完全線性化解調，需I/Q兩路信號均包含高階諧波分量，若數(shù)據采集ADC帶寬有限，將導致輸出信號留有殘留的非線性失真?；趫D1所提出的系統(tǒng)結構，下面將分步驟進行討論。

1.1 連續(xù)光激光器光源

首先，系統(tǒng)采用連續(xù)激光器所發(fā)出的線偏振光作為輸入光源，經過分光比99∶1的光耦合器1，其中，1%光功率的光直接連接光電探測器進行光電轉換，作為采集同步時鐘信號；99%光功率的光以與偏振調制器主軸成45°夾角方向注入調制器，則在偏振調制器中形成兩個正交的模式。調制器的傳遞函數(shù)為

(1)

式中：Vπ是調制器的半波電壓，Vin是輸入的射頻信號，Ex與Ey表示兩偏振方向的光場，符號∝表示正比于。經偏振調制器輸出的光被光耦合器2平均分成兩路，分別經過偏振控制器及偏振分束器，保證了將光信號的偏振旋轉狀態(tài)調節(jié)為兩路互補的輸出。最后，分別經過平衡探測器1與平衡探測器2的光電檢測作用，得到I路信號VI和Q路信號VQ，其輸出形式如下：

(2)

(3)

I路及Q路信號同時被雙通道數(shù)據采集卡數(shù)字化，在數(shù)據處理單元中利用如下I/Q解調算法[16]實現(xiàn)系統(tǒng)輸入射頻信號的線性化解調:

(4)

基于以上理論分析，當系統(tǒng)中輸入載波頻率fc為1 GHz左右的雙音信號，按照表1所示的參數(shù)進行Matlab仿真，參數(shù)選擇根據器件實際應用情況選取，分別計算出系統(tǒng)輸出的電頻譜、基頻信號及非線性失真信號。

表1 主要仿真參數(shù)

當輸入的雙音射頻信號功率為16 dBm時，系統(tǒng)輸出的I路及Q路信號的電頻譜如圖2所示，其分辨率帶寬為1 MHz，ADC帶寬為BADC。由圖2可知，仿真電頻譜中的更高階諧波達到7階。

圖2 系統(tǒng)輸出的I路及Q路信號的電頻譜圖

當從-10～15 dBm掃描輸入射頻信號的射頻功率，ADC帶寬分別為1.5 GHz、2.5 GHz、3.5 GHz和4.5 GHz時，系統(tǒng)輸出的基頻信號及非線性失真信號的功率如圖3所示。由圖3可知，系統(tǒng)射頻信號的輸入功率一定時，系統(tǒng)的非線性失真信號隨著ADC帶寬被壓縮而愈發(fā)明顯，且ADC帶寬不同時，非線性失真信號分量的功率隨著射頻信號輸入功率的變化而表現(xiàn)出不同的斜率。例如，結合圖2分析，當ADC采集帶寬為2.5 GHz時，只采集到Q路信號的一階諧波和I路信號的0階和2階諧波，非線性失真信號功率斜率為5，表示此時系統(tǒng)中五階非線性失真為主，三階交調非線性失真完全被抑制；當ADC采集帶寬為3.5 GHz時，Q路信號的一階諧波和三階諧波及I路信號的0階和2階諧波被采集，非線性失真信號功率斜率為7，此時系統(tǒng)中七階非線性失真為主，三階交調和五階交調非線性失真則被抑制；同理，當ADC采集帶寬為4.5 GHz時，系統(tǒng)非線性失真趨向更高階失真方向。因此，若ADC采集帶寬遠遠大于輸入射頻信號帶寬時，如全帶寬的數(shù)字化，則系統(tǒng)輸出信號將可實現(xiàn)全線性化解調；若ADC采集帶寬受限時，系統(tǒng)中I/Q兩路信號被采集后，即使采用如上所述算法處理，仍會出現(xiàn)非線性失真。

圖3 ADC采集帶寬不同時系統(tǒng)輸出的基頻信號與非線性失真信號的功率圖

1.2 飛秒激光器光源

基于以上仿真分析，面向未來系統(tǒng)將承載超寬帶射頻信號的應用需求，為重點解決系統(tǒng)數(shù)據采集ADC帶寬受限時的非線性失真問題，本文提出了基于光直接采樣的線性化方法，用飛秒激光器所產生的脈沖光作為系統(tǒng)輸入光源以替代連續(xù)光。這樣處理的主要優(yōu)勢在于，在頻域中，飛秒激光脈沖串是一系列等間隔的頻率梳齒，當系統(tǒng)需承載超寬帶的射頻信號時，無需增加額外的下變頻裝置，系統(tǒng)的全部諧波分量均可被其鄰近的梳齒下變頻到第一奈奎斯特區(qū)，實現(xiàn)射頻信號的批量下變頻。若系統(tǒng)輸入信號的帶寬大于奈奎斯特區(qū)域，則其輸出同樣會被壓縮采樣，因此，最初寬帶系統(tǒng)的線性化可在窄帶中實現(xiàn)，且無論輸入系統(tǒng)的射頻信號帶寬多么大，本文所提出的方法也將十分有效，極大地緩解了系統(tǒng)ADC及后續(xù)數(shù)字化處理的壓力。然后，依據式(4)所述的I/Q解調算法實現(xiàn)系統(tǒng)輸入射頻信號的全線性化解調，且隨著飛秒激光器技術日新月異的發(fā)展，本文所提出的方法將更為理想地得到實現(xiàn)。

2 實驗與結果

按照圖1所示的系統(tǒng)結構搭建實驗，采用重復頻率為100.059 MHz的飛秒激光器作為光源輸入，平均輸出光功率為11.82 dBm。輸入系統(tǒng)偏振調制器的雙音射頻信號的頻率分別為1.511 GHz和1.513 GHz，調制器帶寬為40 GHz，雙通道數(shù)據采集卡的最大采樣率為200 Msample/s。由圖4(a)可知，經過系統(tǒng)光脈沖采樣后，雙音射頻信號被下變頻到10.1 MHz和12.1 MHz，當雙音射頻信號的輸入功率為8 dBm時，三階交調非線性失真非常明顯，功率高達-56.67 dBm，而經過I/Q解調的輸出信號的頻譜圖如圖4(b)所示，對比兩圖可知，經過算法補償后，系統(tǒng)三階交調非線性失真抑制量高于31 dBm。

(a)未經過I/Q解調的輸出信號的頻譜圖

為了進一步說明本文所提方法對系統(tǒng)性能的改善，從6～11 dBm對輸入信號的功率進行掃描，同時記錄經過算法補償與未經過補償兩種情況下檢測到的基頻分量與三階交調非線性失真分量的功率，如圖5所示，可以看出，系統(tǒng)的無雜散動態(tài)范圍改善了12.1 dB。

圖5 經過算法補償與未經過補償兩種情況下檢測到的基頻分量與三階交調非線性失真分量的功率

此外，為了驗證本文所提方法的有效性，又額外選取3.619 GHz和3.621 GHz、8.326 GHz和8.328 GHz所組成的兩組雙音信號分別進行測試，經過帶通采樣，信號分別被下變頻到16.8 MHz和18.8 MHz、21.1 MHz和23.1 MHz，其頻譜圖如圖6與圖7所示。對比圖6和圖7可知，未經過I/Q解調輸出信號的三階交調非線性失真非常明顯，而經過I/Q解調后輸出信號的三階交調非線性失真完全得到消除。

(a)未經過I/Q解調的輸出信號的頻譜圖

(a)未經過I/Q解調的輸出信號的頻譜圖

本文還對輸入系統(tǒng)的多載波射頻信號，如四音信號進行驗證。四音信號由頻率位于10 GHz和15 GHz附近的雙音信號組成，經過光脈沖的帶通采樣，其下變頻的四音信號的輸出頻譜圖如圖8所示，可以看出，四音信號的頻率被下變頻到10 MHz和35 MHz附近。

(a)未經過I/Q解調

由圖8可知，采用本文所提的光子帶通采樣的線性化方法，系統(tǒng)三階交調非線性失真的抑制非常明顯，高達30.55 dBm。值得說明的是，經過線性化處理后，系統(tǒng)仍殘留少許非線性失真，可能來源于平衡探測器在光電轉換過程中光脈沖的幅度調制向相位調制轉換時所產生的非線性失真，而本文所提方法則主要關注系統(tǒng)三階交調非線性失真。

3 結 論

本文面向未來電子信息系統(tǒng)將承載超寬帶射頻信號的應用需求，提出了一種基于光子帶通采樣-數(shù)字I/Q解調的線性化方法，并設計了不同實驗進行驗證。當系統(tǒng)輸入不同頻率的雙音信號時，三階交調非線性失真完全消除，系統(tǒng)無雜散動態(tài)范圍改善了12.1 dB；當系統(tǒng)輸入多音信號時，三階交調非線性失真、互調非線性失真及諧波失真均得到抑制，且抑制量高達30.55 dBm。此外，本文所提方法無需其他下變頻裝置即可實現(xiàn)系統(tǒng)各階分量的直接下變頻，極大地緩解了系統(tǒng)對ADC及后續(xù)超大規(guī)模數(shù)字處理的嚴苛要求，在未來通信應用中具有良好的潛力。