王旭桐,郭景海,王文兵,苗建國,王一雄,周一夫

(強脈沖輻射環(huán)境模擬與效應國家重點實驗室,西安 710024)

外界電磁干擾源能通過線纜耦合及孔縫耦合進入內含貫通導體的開孔屏蔽腔體內部，對腔體內部敏感電路造成影響。因此，研究腔體內部的屏蔽效能，對設備的電磁防護設計有一定的指導意義。影響屏蔽效能的因素有開孔的形狀和面積、腔體的形狀與內部結構、電磁波頻段、電磁波入射角與極化方向等。文獻[1]將矩形腔體等效為波導，將孔縫等效為微帶線，采用傳輸線方法對開口腔體屏蔽效能進行分析，文獻[2-5]采用傳輸線方法研究了不同開孔情況、多種入射角度、高頻和多模情況下的腔體屏蔽效能，文獻[6-7]研究了內含窗形障礙物的腔體屏蔽效能，得到了電感性與電容性窗形障礙物對屏蔽效能的影響，文獻[8]利用CST進行了含孔縫腔體場增強效應的機理仿真，研究了極化方向與孔縫長邊方向對內部場的影響。 以上研究缺乏對含短貫通導體腔體屏蔽效能的等效電路求解，對內部線纜參數影響屏蔽效能的物理分析較少。

本文首先利用CST仿真驗證了擴展傳輸線方法的正確性與高效性，然后采用傳輸線方法對含貫通導體的開孔腔體屏蔽效能進行了計算。計算結果表明，栓形障礙物會提高腔體的屏蔽效能，不同位置、不同結構的障礙物對屏蔽效能及諧振頻率的影響也不同。

1 內含貫通導體的腔體模型及等效電路

含同軸線一類貫通導體的腔體，當同軸線的外屏蔽層接腔體的殼體時，只有芯線的電流可流入腔體內部。屏蔽完整且接地良好的同軸線屏蔽效能較好，芯線電流較小，對腔內輻射的電磁場極其微弱，可忽略其影響，只考慮同軸線作為栓形障礙物對腔體屏蔽效能的影響。圖1為內含栓形障礙物的開孔腔體模型。

在直角坐標系下，腔體的尺寸為a×b×d；厚度為t；矩形孔的尺寸為l×w；障礙物距孔縫面的距離為s1；D為障礙物直徑；c為電感性障礙物距離腔體側壁的距離；c1為電容性障礙物距離腔體下壁的距離；M為觀測點位置；s2為距離腔體后壁的距離；s3為距離障礙物的距離；E和H分別為電場和磁場強度矢量。

根據傳輸線理論，腔體可視為終端短路的波導管，栓形障礙物軸向與電場方向相同為電感性栓，栓形障礙物軸向與磁場方向相同為電容性栓。文獻[1]給出了開孔腔體的等效電路，文獻[9]給出了矩形波導中栓形障礙物的等效電路。結合文獻[1]與文獻[9]可推導出內含栓形障礙物開孔腔體的等效電路，如圖2所示。

圖2中：U0為平面波的等效電壓源；Z0為平面波的等效阻抗，真空中Z0=377 Ω；Za,Zb為障礙物的等效阻抗；孔縫的等效阻抗可表示為[10]

(1)

(2)

(3)

(4)

經過距離為s1的傳輸線后，Q點的等效電壓UQS和等效阻抗ZQS分別為

(5)

(6)

對于電容性障礙物，Q點和P點之間屬于“π”形網絡，如圖2(a)所示，傳輸矩陣為

(7)

對于電感性障礙物，Q點和P點之間屬于“T”形網絡，如圖2(b)所示，傳輸矩陣為

(8)

障礙物為電容性障礙物時選式(7)，為電感性障礙物時選式(8)，與式(6)聯(lián)合求解可得到P點的等效電壓UPS和等效阻抗ZPS分別為

(9)

(10)

M點距障礙物距離為d-s1-D-s2，M點的等效電壓UMS和等效阻抗ZMS分別為

(11)

(12)

將波導管終端視作短路，M點處的阻抗ZM=jZgtan (kgs2)，M點處電壓為

(13)

M點處的屏蔽效能為

(14)

2 計算結果及分析

2.1 方法驗證

為驗證本文提出的模型，對某腔體分別采用自編程序與CST進行計算。CST計算時采用軟件中microwave studio時域求解器，頻率范圍設置為0～1 GHz，邊界條件設置為open(add space)，每波長網格數為10，偏差設置為-30 dB。圖3為CST建模示意圖。

2.1.1 算例1

腔體尺寸為40 cm×20 cm×40 cm，厚度為3 mm，孔縫尺寸為15 cm×4 mm。障礙物距離腔體開孔壁s1=10 cm，觀測點M距離腔體后壁的距離s2=20 cm，障礙物的直徑D=2 cm，電感性障礙物距離腔體側壁c=20 cm，電容性障礙物距離腔體下壁的距離c1=10 cm。圖4為本文方法與CST計算給出的腔體屏蔽效能隨頻率的變化關系。由圖4可見，本文方法得到的計算結果與CST計算結果在低頻段基本一致，在高頻段有所區(qū)別。本文方法計算耗時0.02 s，CST計算耗時61 s。根據文獻[1]，本文提出的擴展傳輸線法只考慮波導內部的主模，腔體的諧振頻率可表示為

(15)

其中：a和d均為0.4 m；b為0.2 m；m，n和p均為整數，可得到主模，即TM110模的頻率為530 MHz。因此，在頻率大于530 MHz的高頻段，傳輸線法與CST計算結果有偏差。

2.1.2 算例2

調整腔體尺寸為30 cm×12 cm×30 cm，矩形孔縫的尺寸為10 cm×5 mm，其他計算條件不變，此時波導TM110模的頻率為707 MHz。圖5為本文方法與CST計算給出的腔體屏蔽效能隨頻率的變化關系。由圖5可見，當頻率為0～1 GHz時，本文方法與CST計算結果基本一致，傳輸線法計算耗時0.02 s，CST計算耗時114 s。

由圖4和圖5可見，在主模頻段內，傳輸線法與CST計算結算基本一致，在高次模頻段諧振點有偏差，驗證了傳輸線方法的正確性；同時，與CST計算耗時相比，傳輸線法大大縮短了計算時間，提高了計算效率。

2.2 障礙物直徑對屏蔽效能的影響

采用算例1計算條件，計算給出了不同障礙物直徑條件下，腔體屏蔽效能隨頻率的變化關系，如圖6所示。由圖6(a)可見，與空腔體相比，電感性障礙物使諧振頻率向上偏移且屏蔽效能略微增大；障礙物直徑越大，屏蔽效能越高，諧振頻率提升越大；由圖6(b)可見，電容性障礙物對屏蔽效能和諧振頻率的影響較小，且障礙物直徑的改變對屏蔽效能和諧振頻率影響不大。這是因為障礙物會影響電磁波耦合到測試點的能量，不同類型障礙物對應不同等效電路，改變障礙物直徑會使等效電感和等效電容改變，使諧振頻率偏移。因此，障礙物尺寸越大，諧振頻率的偏移越大，屏蔽效能越好。

2.3 障礙物與腔體開孔面的距離對屏蔽效能的影響

采用算例1計算條件，計算給出了不同障礙物與腔體開孔面距離條件下，腔體屏蔽效能隨頻率的變化關系，如圖7所示。由圖7(a)可見，與空腔體相比，電感性障礙物使諧振頻率向上偏移且屏蔽效能略微增大，距離腔體開孔面距離越遠，屏蔽效能越高，諧振頻率提升越大；由圖7(b)可見，電容性障礙物對屏蔽效能和諧振頻率的影響較小，且改變距離腔體開孔面距離對屏蔽效能和諧振頻率影響不大。這是因為距離腔體開孔面越遠，距離中心觀測點就越近，障礙物對觀測點信號的影響就越大。因此，障礙物距離腔體開孔面越遠，諧振頻率偏移量越大，屏蔽效能越好。

2.4 障礙物與腔體壁距離對屏蔽效能的影響

采用算例1計算條件，計算給出了不同障礙物與腔體側壁距離條件下，腔體屏蔽效能隨頻率的變化關系，如圖8所示。

由圖8(a)可見，與空腔體相比，電感性障礙物使諧振頻率向上偏移且屏蔽效能略微增大，距離腔體壁距離越遠，屏蔽效能越高，諧振頻率提升越大。由圖8(b)可見，電容性障礙物對屏蔽效能和諧振頻率的影響較小，且改變障礙物與腔體壁的距離對屏蔽效能和諧振頻率影響不大。這是因為改變障礙物與腔體壁的距離會使等效電感和等效電容發(fā)生變化，從而使諧振頻率偏移。因此，障礙物距離腔體側壁越遠，諧振頻率偏移量越大，屏蔽效能越好。

3 結論

本文擴展了傳輸線法求解屏蔽效能的應用范圍，通過與CST計算結果進行比對，驗證了方法的正確性和高效性。研究了內部含栓形障礙物情況下開孔腔體的屏蔽效能。結果表明：內含栓形障礙物時，腔體的屏蔽效能略微提高；對于栓形障礙物，無論是電感性還是電容性都會提高腔體的諧振頻率；與電容性障礙物相比，電感性障礙物對腔體屏蔽效能影響更為顯著，同時電感性障礙物直徑、距腔體開孔面距離及與腔體壁距離越大，腔體屏蔽效能越好。