王 帥,李 杰，張德彪，孫 寧，江 杰

(中北大學(xué) 儀器科學(xué)與動(dòng)態(tài)測(cè)試教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，太原 030051)

0 引言

在現(xiàn)代化國(guó)防時(shí)代，制導(dǎo)彈藥是國(guó)家國(guó)防力量的重要體現(xiàn)。為了彈藥的順利列裝，列裝前需要各項(xiàng)大量的試驗(yàn)測(cè)試數(shù)據(jù)來(lái)支撐。其中彈載記錄儀就是這些彈體從裝填、擊發(fā)、飛行、毀傷的一系列過(guò)程中，對(duì)各項(xiàng)動(dòng)態(tài)參數(shù)的采集和存儲(chǔ)的核心組部件。為了能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)目標(biāo)最大程度地精準(zhǔn)打擊，提高作戰(zhàn)效費(fèi)比，對(duì)侵徹過(guò)程的沖擊加速度的測(cè)量顯得至關(guān)重要。通過(guò)對(duì)侵徹目標(biāo)的過(guò)程中采集到的信號(hào)數(shù)據(jù)進(jìn)行分析和處理，提取信號(hào)特征，輔助相關(guān)引信技術(shù)控制其在合適的時(shí)刻啟動(dòng)飛行舵機(jī)，展開(kāi)彈體尾翼，控制起爆時(shí)刻，從而完成精確打擊。對(duì)我國(guó)國(guó)防事業(yè)具有極其重大的意義[1]。

加速度計(jì)作為現(xiàn)代動(dòng)態(tài)測(cè)試領(lǐng)域中力電轉(zhuǎn)換的核心器件，這類(lèi)傳感器主要分為壓電式和壓阻式。壓阻式加速度傳感器為電阻性，低阻抗，壓阻式加速度傳感器的頻率響應(yīng)范圍相對(duì)偏窄，在恒定方向加速度下壓阻式加速度傳感器不輸出相關(guān)信號(hào)，不適合應(yīng)用在彈體的動(dòng)態(tài)參數(shù)的測(cè)試。壓電式加速度傳感器有較寬的頻率響應(yīng)范圍，并且在其頻率相應(yīng)范圍內(nèi)具有良好的線性度，但是在使用中需要考慮傳感器的電壓靈敏度與電荷靈敏度[2]。但是在高過(guò)載惡劣環(huán)境下，壓電式加速度傳感器會(huì)有零點(diǎn)漂移現(xiàn)象使沖擊信號(hào)失真，對(duì)高過(guò)載連續(xù)動(dòng)態(tài)參數(shù)的測(cè)量以及長(zhǎng)時(shí)間精確參數(shù)測(cè)量造成不可接受的影響[3]。

本文通過(guò)對(duì)壓電傳感器的零點(diǎn)漂移現(xiàn)象的機(jī)理分析，提出在前端信號(hào)采集的調(diào)理電路中用晶體管與運(yùn)算放大器搭建了加推挽電流放大級(jí)的電荷放大器方案，在保持彈載記錄儀小型化的原則下，最大程度簡(jiǎn)化電路分別利用PNP和NPN兩個(gè)三極管形成推挽電路，增強(qiáng)電路驅(qū)動(dòng)能力，低阻電壓輸出，使得電荷轉(zhuǎn)換電路中的放電效率大大提升，從信號(hào)源頭實(shí)現(xiàn)補(bǔ)償優(yōu)化，在數(shù)據(jù)不失真的前提下，使侵徹目標(biāo)時(shí)的加速度沖擊波形更加平滑，去除由于放電不及時(shí)產(chǎn)生的零點(diǎn)漂移現(xiàn)象。

1 零點(diǎn)漂移現(xiàn)象的機(jī)理分析

彈載記錄儀在惡劣環(huán)境下實(shí)現(xiàn)對(duì)連續(xù)高過(guò)載動(dòng)態(tài)參數(shù)的采集存儲(chǔ)。其對(duì)具有一定深度的目標(biāo)進(jìn)行打擊時(shí)，由于彈藥裝填，彈藥擊發(fā)，觸靶穿透等一系列動(dòng)作在短時(shí)間內(nèi)進(jìn)行，所運(yùn)用的高精度壓電式加速度傳感器又普遍存在零點(diǎn)漂移的現(xiàn)象，影響測(cè)試中高過(guò)載沖擊信號(hào)的可靠性與真實(shí)性。在存在零點(diǎn)漂移的情況下，對(duì)所測(cè)量的加速度信號(hào)曲線進(jìn)行積分運(yùn)算時(shí)，經(jīng)過(guò)兩次積分后彈體速度與彈體行程出現(xiàn)嚴(yán)重誤差，無(wú)法向?qū)Ш接?jì)算機(jī)提供準(zhǔn)確數(shù)據(jù)，從而影響相關(guān)引信技術(shù)控制起爆時(shí)刻[4]，對(duì)后期的相關(guān)引信技術(shù)的研究中造成巨大影響。

在前期初樣研制過(guò)程中，為獲取壓電式傳感器零點(diǎn)漂移相關(guān)信號(hào)特征，進(jìn)行彈載記錄儀的高過(guò)載沖擊試驗(yàn)，試驗(yàn)后由對(duì)試驗(yàn)數(shù)據(jù)處理分析，數(shù)據(jù)顯示測(cè)得的侵徹過(guò)程原始時(shí)域過(guò)載曲線如圖1所示。

圖1 侵徹過(guò)程原始時(shí)域過(guò)載曲線

由圖1所示，在575 s左右，原始時(shí)域過(guò)載曲線中出現(xiàn)嚴(yán)重的零點(diǎn)漂移現(xiàn)象。

在此之前前人普遍創(chuàng)新使用小波分析的方案進(jìn)行后期數(shù)據(jù)處理分析。選出消除零點(diǎn)漂移時(shí)的最優(yōu)小波基函數(shù)，進(jìn)行零點(diǎn)漂移的消除[4]。小波分析是針對(duì)頻率的局部化分析，通過(guò)伸縮平移運(yùn)算對(duì)信號(hào)進(jìn)行不同尺度的細(xì)化，得到高頻、低頻不同頻域處的細(xì)分分析。但是小波分析中包含多種不同的小波類(lèi)型，常用的是Daubechies小波和Morlet小波，同時(shí)還有Haar小波、Mexican Hat小波、Meyer小波、Symlet小波[5-6]。不同的小波有不同的特性，分別用來(lái)逼近不同的特征信號(hào)，才能得到最佳結(jié)果。而且這種算法方案只能適用于事后解算，這明顯對(duì)于工程實(shí)際情況不是最優(yōu)解。

壓電式傳感器需要對(duì)輸出電荷信號(hào)進(jìn)行電壓轉(zhuǎn)換，這必然用到電荷放大器。電荷放大器是一種高阻抗，高增益，電容反饋電路[7-9]。當(dāng)施加交變力時(shí)，兩極板聚集異性電荷q時(shí)，則兩極板就呈現(xiàn)出一定的等效電壓Uα，即為：

(1)

其中:C為壓電等效電容量。

(2)

式中,A為極板面積；h為極板厚度；ε壓電晶體的介電常數(shù)；εr為壓電晶體的相對(duì)介電常數(shù)；ε0為真空介電常數(shù)；壓電傳感器極板電容都存在等效的泄漏電阻，對(duì)壓電傳感器來(lái)說(shuō)，交變力會(huì)引起電荷產(chǎn)生，而這些電荷電量q隨后就通過(guò)泄漏電阻逐漸泄放完畢。但是由于電荷放大器的高阻抗特性，導(dǎo)致壓電傳感器在達(dá)到采集最高值時(shí)電量沒(méi)有完全釋放出來(lái)，在以后在采集過(guò)程中一直存在緩慢放電現(xiàn)象，對(duì)之后的采集信號(hào)造成不可預(yù)估的影響，從而產(chǎn)生了零點(diǎn)漂移的現(xiàn)象[1]，所以解決零點(diǎn)漂移問(wèn)題的核心在于控制電路放電效率。

2 對(duì)加速度信號(hào)測(cè)量電路的研究

2.1 基于跟隨器電路的分析

對(duì)壓電式傳感器輸出電荷信號(hào)的測(cè)量，采用電壓放大器的高阻跟隨器電路如圖2所示，用等效輸入電阻Rin和等效輸入電容Cin表示，其中等效輸入電容包括跟隨器輸入端電容，以及從傳感器到跟隨器的傳輸線等效電容。

圖2 高阻跟隨器電路

由于輸入等效電容Cin對(duì)測(cè)量的影響，以及實(shí)際測(cè)量信號(hào)是由正弦波構(gòu)成，所以不考慮階躍方波信號(hào)等其他信號(hào)的信號(hào)調(diào)理分析，此時(shí)有式(3)：

(3)

(4)

其中：Us為原始輸入信號(hào)，Ut為跟隨器輸入信號(hào)。寫(xiě)成頻域表達(dá)式為:

(5)

此時(shí)有：

可見(jiàn)其中的頻率增益和特征頻率都受到Cin的影響。但是Cin具體的值在實(shí)際情況中無(wú)法確認(rèn)，所以我們只能盡可能減小Cin的值，但是我們無(wú)法判端實(shí)際情況中能否將Cin降低到足夠小，所以我們的跟隨器方案不能滿足實(shí)際運(yùn)用條件，就需要考慮使用電荷放大器。

2.2 基于電荷轉(zhuǎn)換電路的分析

在基于電荷轉(zhuǎn)換電路的原理分析的基礎(chǔ)上，針對(duì)電荷放大器零點(diǎn)漂移現(xiàn)象，建立核心元器件的等效電路模型，如圖3所示，圖中US為壓電式加速度傳感器等效激勵(lì)源，CS為壓電式加速度傳感器的等效極間電容，Rd為電荷放大器的等效輸入阻抗以及信號(hào)傳輸導(dǎo)線電阻之和，CIN為電荷放大器的等效輸入電容與導(dǎo)線電容之和，Cf為電荷放大器的反饋電容，Rf為電荷放大器的反饋電阻，反饋電阻是為了避免偏執(zhí)電流持續(xù)為反饋電容Cf充電導(dǎo)致反向電壓飽和而存在的，UIN+與UIN-為電荷放大器正向輸入端與反向輸入端的電壓，由于運(yùn)放的輸入阻抗近似與無(wú)限大，所以在常規(guī)電路中通常將UIN+接地，視為0 V[10]。

圖3 電荷轉(zhuǎn)換等效電路

對(duì)于圖3的電荷轉(zhuǎn)換等效電路，運(yùn)用基爾霍夫電壓定律(KVL， Kirchoff’s voltage law)，基爾霍夫電流定律(KCL，Kirchoff’s current law)[5-7]，在圖3中的A點(diǎn)通過(guò)節(jié)點(diǎn)電壓可得：

(6)

其中:T為時(shí)間常數(shù)，即為電容充電飽和時(shí)間的倒數(shù)?；?jiǎn)式(6)可得：

(7)

UIN+接入等效地，視作0勞V，為開(kāi)環(huán)增益，由于運(yùn)算放大器的開(kāi)環(huán)增益特性可知：

VOUT=K(UIN+-UIN-)=-KUIN-

(8)

將式(8)代入式(7)可得UOUT表達(dá)式，為簡(jiǎn)化公式，我們定義CALL=Cf+CS+CIN：

(9)

本設(shè)計(jì)使用的是電荷敏感型傳感器，故將傳感器激勵(lì)源電壓與傳感器輸出電荷量Q之間的關(guān)系式導(dǎo)出：

(10)

將式(10)代入式(9)中:

(11)

由上式可知，消除了US壓電傳感器激勵(lì)源的影響，反饋電阻Rf主要影響電荷放大器的截止頻率，我們對(duì)反饋電阻Rf盡量選擇阻值較大的電阻，從而使得截止頻率的下限盡可能小一些，對(duì)零點(diǎn)電壓漂移不產(chǎn)生直接影響。所以主要針對(duì)CALL進(jìn)行調(diào)整分析，從而改變VOUT即零點(diǎn)漂移的輸出電壓。CALL由CS、CIN、Cf組成。CS為壓電式傳感器極間電容，這屬于傳感器特性，不可改變。CIN為輸入電容與電纜電容之和，同樣是固定屬性。所以反饋電容Cf是關(guān)鍵因素，Cf容值越小增益越大。從而達(dá)到電荷放大器的相關(guān)參數(shù)進(jìn)行調(diào)整，對(duì)電荷放大器的漂電壓進(jìn)行修正。

2.3 基于推挽電路的分析

推挽電路是使用兩個(gè)相同的功率的三極管，以推挽的形式存在于電路中，分別負(fù)責(zé)正負(fù)半周期的波形放大任務(wù)。兩個(gè)三極管的輸出在負(fù)載上合并得到完整周期的輸出信號(hào)[11]。要向負(fù)載提供足夠的輸出功率，即電壓電流都放大的情況，此時(shí)最大輸出功率為：

(12)

式中,Ucem為集電極輸出的正弦電壓，Icm為集電極輸出的電流。

電路的效率為：

(13)

式中,P0為放大電路輸出給負(fù)載的功率，PV為直流電源VCC提供的功率。

如圖4所示，使用PNP型三極管代替發(fā)射極負(fù)載電阻，NPN型三極管將電流推給負(fù)載，PNP型三極管吸收電流。

圖4 推挽電路

對(duì)圖4中的推挽電路進(jìn)行Multisim電路仿真，得到的仿真輸出波形如圖5所示。

圖5 推挽電路仿真波形

看到圖5中放大的推挽電路仿真波形，可見(jiàn)輸出波形并沒(méi)有完全被截去，在0 V附近出現(xiàn)了交越失真的現(xiàn)象。這是因?yàn)樵趯?shí)際運(yùn)用中，把不為零的門(mén)限電壓視作為零，而且在三極管輸入電壓較低的情況下，輸出電壓存在著死區(qū)，在這段區(qū)間內(nèi)，電壓和電流的關(guān)系不是線性的，三極管基極與三極管發(fā)射極電位差小于0.7 V，三極管截止，所以在輸出波形中央產(chǎn)生±0.7 V的死區(qū)。

為了改進(jìn)電路中的交越失真，加入二極管消除晶體管盲區(qū)[12]。加入二極管后，使得兩個(gè)三極管的基極與發(fā)射極之間的電位差為0.5 V，輸入信號(hào)在0 V附近變化時(shí)，發(fā)射極能導(dǎo)通，可見(jiàn)二極管抵消了晶體管的交越失真。抵消后波形如圖6所示。

圖6 抵消交越失真現(xiàn)象后的波形

3 加速度測(cè)量電路的系統(tǒng)級(jí)設(shè)計(jì)

3.1 系統(tǒng)級(jí)設(shè)計(jì)

根據(jù)上文，試驗(yàn)現(xiàn)象與分析結(jié)果，設(shè)計(jì)彈載高精度數(shù)據(jù)記錄儀。系統(tǒng)主要由傳感器信號(hào)調(diào)理電路、高速模數(shù)轉(zhuǎn)換電路，F(xiàn)PGA(field programmable gate array)采集控制電路，F(xiàn)lash存儲(chǔ)電路，通信接口電路，內(nèi)部電源模塊等部分組成[13]。系統(tǒng)總體框架如圖7所示。

圖7 彈載記錄儀的總體框架圖

系統(tǒng)供電網(wǎng)絡(luò)采用7.4 V-500 mAh的鋰電池通過(guò)級(jí)聯(lián)降壓的方式進(jìn)行電壓轉(zhuǎn)換，以便于為各電路子模塊和前端傳感器供電。FPGA采集控制電路控制高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器對(duì)經(jīng)過(guò)信號(hào)調(diào)理電路的壓電傳感器信號(hào)進(jìn)行采編，經(jīng)過(guò)FIFO(first in first out)跨時(shí)鐘域緩存后寫(xiě)入NAND Flash。待試驗(yàn)結(jié)束后，通過(guò)數(shù)據(jù)讀取設(shè)備和上位機(jī)軟件將彈載記錄儀中的數(shù)據(jù)讀取至上位機(jī)。最后通過(guò)數(shù)據(jù)處理軟件進(jìn)行相關(guān)傳感器的數(shù)據(jù)處理，獲取完整測(cè)試信號(hào)。

該信號(hào)調(diào)理電路如圖8所示，該電路分別用兩種不同極性的晶體管間組成推挽電路，增強(qiáng)其驅(qū)動(dòng)能力[14]。PNP型和NPN型三極管以推挽的形式存在于電路中，各自負(fù)責(zé)正負(fù)半周期的波形放大任務(wù)。此處的Cf應(yīng)當(dāng)盡量選擇高泄露小容值電容，這里使用的是1 nF的電容，具有良好的吸附效應(yīng)。同時(shí)這里運(yùn)用的運(yùn)算放大器OPA129U的輸入電阻可不做過(guò)多考慮，它自身具有1013Ω的差模輸入電阻[11]。運(yùn)算放大器輸出端接5.0 V的鉗位二極管，以保證在測(cè)量信號(hào)在超量程時(shí)輸入推挽電路的電壓不會(huì)超過(guò)5.0 V[15-16]。保護(hù)后端高速模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片在正常工作中不會(huì)因此受損。

圖8 信號(hào)調(diào)理電路原理圖

使用傳感器頻率響應(yīng)相似的信號(hào)對(duì)整體信號(hào)調(diào)理電路進(jìn)行仿真，仿真結(jié)果如圖9所示，可以完整采集模擬信號(hào)值。

圖9 信號(hào)調(diào)理電路仿真波形

系統(tǒng)集成后固化處理，使用馬歇特錘擊模擬高過(guò)載沖擊試驗(yàn)，得到高過(guò)載沖擊信號(hào)數(shù)據(jù)，如圖10所示。

圖10 高過(guò)載沖擊信號(hào)曲線

可以明顯看出在高過(guò)載沖擊的惡劣環(huán)境中，本研究設(shè)計(jì)的信號(hào)調(diào)理電路已經(jīng)去除壓電傳感器的零點(diǎn)漂移現(xiàn)象。

實(shí)測(cè)過(guò)程中過(guò)載峰值與理論預(yù)算值差距較大，實(shí)測(cè)值明顯大于理論預(yù)算值。我們對(duì)得到的測(cè)試沖擊信號(hào)進(jìn)行分析。在信號(hào)分析領(lǐng)域有許多處理方法和工具，其中最常用的是傅里葉變換，它將時(shí)域信號(hào)轉(zhuǎn)換為頻域信號(hào)，從而可以在頻域?qū)π盘?hào)進(jìn)行分析[18-19]。對(duì)于圖10所示的數(shù)據(jù)進(jìn)行快速傅里葉變換(FFT，fast fourier transform)，進(jìn)行頻譜分析。得到頻譜如圖11所示。

圖11 高過(guò)載沖擊原始數(shù)據(jù)頻譜分析

在頻譜中存在高頻信號(hào)，101～104Hz混入整體信號(hào)頻譜中，預(yù)測(cè)造成這種現(xiàn)象是由于試驗(yàn)環(huán)境中彈載記錄儀與試驗(yàn)設(shè)備剛性硬連接，模擬侵徹過(guò)程中混入多種頻率噪聲，產(chǎn)生傳感器自振與機(jī)械共振的現(xiàn)象，共振是指機(jī)械系統(tǒng)所受力學(xué)激勵(lì)的頻率與該系統(tǒng)的固有頻率相接近時(shí)，系統(tǒng)振幅顯著增大的現(xiàn)象[17]。對(duì)于壓電傳感器來(lái)說(shuō)，共振現(xiàn)象會(huì)造成采集的信號(hào)值峰值增大，并且會(huì)造成對(duì)于峰值出現(xiàn)的時(shí)間不確定性，最終導(dǎo)致沖擊信號(hào)失真，降低信號(hào)可信度。根據(jù)所選壓電式加速度傳感器數(shù)據(jù)手冊(cè)，可知其主要參數(shù)如表1所示。

表1 壓電式加速度傳感器主要參數(shù)

可見(jiàn)所用的壓電式傳感器的頻率響應(yīng)為1～12 kHz。安裝的機(jī)械諧振頻率大于70 kHz，正好符合我們的預(yù)初分析，所以在頻譜圖中，頻率大于12 kHz的信號(hào)肯定不是傳感器所采集到的正常信號(hào)。為了保證信號(hào)不失真以及信號(hào)可信度，并且消除信號(hào)中高頻諧振與傳感器自振造成的振動(dòng)幅值增大的現(xiàn)象以及實(shí)現(xiàn)抗混疊濾波，必須選用低通濾波器濾除信號(hào)噪聲。

根據(jù)對(duì)實(shí)測(cè)數(shù)據(jù)的頻譜分析結(jié)論可知，有效信號(hào)基本保留在10 kHz以下，在后期進(jìn)行數(shù)據(jù)處理解算的過(guò)程中，使用數(shù)據(jù)處理軟件進(jìn)行10 kHz低通濾波操作驗(yàn)證預(yù)先設(shè)想，得到高過(guò)載沖擊信號(hào)如圖12所示。此時(shí)接近真實(shí)值，與理論預(yù)算值基本吻合，在添加濾波操作后，可以完全實(shí)現(xiàn)動(dòng)態(tài)常規(guī)彈藥侵徹過(guò)程過(guò)載連續(xù)動(dòng)態(tài)特性的測(cè)量。

圖12 10 kHz低通濾波后的沖擊信號(hào)圖

為了更加符合設(shè)計(jì)初衷，實(shí)現(xiàn)完成動(dòng)態(tài)常規(guī)彈藥侵徹過(guò)程過(guò)載連續(xù)動(dòng)態(tài)特性測(cè)量的最簡(jiǎn)化操作，盡可能去除一切需要事后數(shù)據(jù)處理的操作。在不更改硬件電路以及不添加附加設(shè)備基礎(chǔ)上，在FPGA的環(huán)境下，利用FIR(finite impulse response)濾波器實(shí)現(xiàn)對(duì)信號(hào)進(jìn)行低通濾波操作。

不同的FIR類(lèi)型可以設(shè)計(jì)不同類(lèi)型的濾波器。各種窗函數(shù)的頻譜特征主要區(qū)別在于主瓣寬度，幅值失真度，最高旁瓣高度與旁瓣衰減速率等參數(shù)[10]。利用Matlab中選擇一定的窗函數(shù)進(jìn)行FIR濾波器的參數(shù)設(shè)計(jì)，常用的窗函數(shù)參數(shù)如表2所示。

表2 窗函數(shù)主要參數(shù)選擇

在基于窗函數(shù)的基本概念下設(shè)計(jì)濾波器的本質(zhì)是選擇一種合適的理想頻率選擇性濾波器，然后將它的沖激響應(yīng)截短，以獲得一個(gè)具有線性相位的FIR濾波器[20]。因此這種方法的關(guān)鍵是選取某種響應(yīng)頻率較好的窗函數(shù)，在濾1波器性能給定的情況下，盡量選擇主瓣窄，旁瓣峰值小的窗函數(shù)。實(shí)現(xiàn)FIR濾波器的過(guò)程其實(shí)就是實(shí)現(xiàn)卷積和累加的過(guò)程，公式如下式所示：

圖14 Verilog中實(shí)現(xiàn)低通FIR濾波器

(14)

從式(14)中可以看出，x(n)是我們的待濾波信號(hào)，h(n)是濾波器抽頭系數(shù)，卷積的過(guò)程其實(shí)就是一個(gè)相乘、累加的過(guò)程[21]。

確定濾波器的階數(shù)M，需要先確定濾波器的長(zhǎng)度N，對(duì)于除了Kaiser窗以外的窗函數(shù)，比如Hann窗，N的值由下式(15)可以推算出：

N=mod(N+1,2)+N

(15)

階數(shù)M為N-1且為偶數(shù)所以用FPGA實(shí)現(xiàn)8階FIR濾波器的主要分成三級(jí)流水線，如圖13所示。第一級(jí)流水線將輸入信號(hào)延時(shí)，每到來(lái)一個(gè)時(shí)鐘信號(hào)，便將輸入信號(hào)保存至寄存器，然后，之后的輸入信號(hào)會(huì)進(jìn)行移位操作；第二級(jí)流水線將經(jīng)過(guò)緩存的輸入信號(hào)與濾波器系數(shù)相乘，每到來(lái)一個(gè)時(shí)鐘就將乘積結(jié)果更新到寄存器中；第三級(jí)流水線將輸入信號(hào)和濾波器系數(shù)相乘結(jié)果累加起來(lái)輸出。

圖13 FIR濾波器實(shí)現(xiàn)原理

通過(guò)Vivado調(diào)用乘法器DDS IP核，將兩個(gè)正弦信號(hào)進(jìn)行混合頻率處理，然后輸入至FIR濾波器IP核的wave_in端口，在Vivado中進(jìn)行程序仿真，使用Hann窗設(shè)計(jì)FIR濾波器的參數(shù)，觀察FIR濾波器的濾波功能實(shí)現(xiàn)，如圖14所示。

4 試驗(yàn)驗(yàn)證與分析

在方案論證通過(guò)后，系統(tǒng)集成使用環(huán)氧樹(shù)脂進(jìn)行灌封固化處理，再進(jìn)行使用馬歇特錘擊模擬過(guò)載沖擊試驗(yàn)，現(xiàn)場(chǎng)如圖15所示：模擬在實(shí)彈環(huán)境下的常規(guī)彈藥侵徹過(guò)程高過(guò)載連續(xù)動(dòng)態(tài)特性的測(cè)量試驗(yàn)，測(cè)試零點(diǎn)漂移現(xiàn)象的改善與實(shí)時(shí)濾波效果。

圖15 馬歇特錘擊試驗(yàn)

將馬歇特錘擊試驗(yàn)的參數(shù)調(diào)整至驗(yàn)證試驗(yàn)同樣參數(shù)，獲得過(guò)載幅值相近，沖擊頻譜相似的沖擊信號(hào)。彈載記錄儀在試驗(yàn)過(guò)程中表現(xiàn)良好，彈載記錄儀沖擊信號(hào)如圖16所示。

圖16 彈載記錄儀沖擊信號(hào)

由圖可見(jiàn)，基于壓電式加速度傳感器高沖擊侵徹加速度測(cè)量電路可以實(shí)現(xiàn)在信號(hào)源頭處解決由于高過(guò)載引起的零點(diǎn)漂移問(wèn)題，并且系統(tǒng)在FPGA中實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)低通濾波，逼近真實(shí)數(shù)據(jù)，獲去真實(shí)動(dòng)態(tài)參數(shù)，完全解決所有需要事后進(jìn)行的數(shù)據(jù)處理操作，簡(jiǎn)化整體彈體連續(xù)動(dòng)態(tài)參數(shù)測(cè)量的實(shí)驗(yàn)步驟，一定程度上縮短了彈藥的研制周期。

5 結(jié)束語(yǔ)

本文介紹了基于壓電式加速度傳感器高沖擊侵徹加速度測(cè)量電路中零點(diǎn)漂移現(xiàn)象改進(jìn)的相關(guān)研究，提出了一種可以解決侵徹過(guò)程中由于高過(guò)載導(dǎo)致信號(hào)調(diào)理電路放電不及時(shí)所產(chǎn)生零點(diǎn)漂移現(xiàn)象的解決方案，并且在FPGA中實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)低通濾波，逼近真實(shí)數(shù)據(jù)，獲去真實(shí)動(dòng)態(tài)參數(shù)。相比前人在此科研方向上的小波分析，尋找最合適的小波基與分解層數(shù)進(jìn)行后期數(shù)據(jù)處理，對(duì)測(cè)試人員的基本素養(yǎng)要求較高，此方案更具有實(shí)時(shí)性，有效降低測(cè)試時(shí)間與經(jīng)濟(jì)成本，在零點(diǎn)漂移產(chǎn)生原因的根源處的信號(hào)源頭解決此類(lèi)問(wèn)題。經(jīng)過(guò)理論分析、試驗(yàn)驗(yàn)證以及靶場(chǎng)實(shí)彈試驗(yàn)證明，此方案確實(shí)可行，能滿足測(cè)量常規(guī)炮彈侵徹過(guò)程高過(guò)載連續(xù)動(dòng)態(tài)特性的測(cè)量，對(duì)研究這類(lèi)工程問(wèn)題的人員實(shí)現(xiàn)對(duì)測(cè)量電路改進(jìn)具有指導(dǎo)意義。