陳慶， 葛雪峰， 史明明， 楊景剛， 許濤， 張宸宇

(1. 國(guó)網(wǎng)江蘇省電力有限公司，江蘇 南京 210024；2. 國(guó)網(wǎng)江蘇省電力有限公司電力科學(xué)研究院,江蘇 南京 211103；3. 山東大學(xué)控制科學(xué)與工程學(xué)院，山東 濟(jì)南 250061)

0 引言

電力電子變壓器(power electronic transformer，PET)不僅包含傳統(tǒng)變壓器的電壓等級(jí)變換功能、電氣隔離功能，還可提供交直流混合端口，滿足多樣性源、荷、儲(chǔ)的接入需求，并具備潮流靈活調(diào)控的功能，可有效提升可再生能源的消納水平，具有良好的應(yīng)用前景[1—4]。PET的額定功率相對(duì)較小，實(shí)際應(yīng)用中常采用多臺(tái)PET并聯(lián)運(yùn)行的形式[5—8]。一方面，PET通過高頻脈寬調(diào)制(pulse width modulation，PWM)的方式控制功率開關(guān)器件實(shí)現(xiàn)電力變換功能[9—14]；另一方面，多臺(tái)PET內(nèi)部PWM相位隨時(shí)間變化[15]。以上因素會(huì)導(dǎo)致多臺(tái)PET輸出的高頻電壓、電流諧波隨機(jī)疊加，極易導(dǎo)致內(nèi)部功率開關(guān)器件損毀，威脅PET的運(yùn)行安全。為此，須實(shí)現(xiàn)多臺(tái)PET的PWM同步控制。

現(xiàn)有PWM同步控制方法可分為4類：基于數(shù)字控制器(digital signal processor,DSP)間同步脈沖信號(hào)的直接同步方法[16—17]；基于全球定位系統(tǒng)(global positioning system，GPS)、北斗等輸出同步信號(hào)的同步方法[18—19]；基于現(xiàn)有通信通道發(fā)送低頻同步脈沖信號(hào)的同步方法[15,20]；基于本地采樣信息的同步方法[21—25]。第一類方法是直接將多個(gè)DSP 的PWM同步管腳相連，以實(shí)現(xiàn)硬件上的PWM同步，該方法精度最高，但容易受到電磁干擾，僅適合在多臺(tái)距離較近的設(shè)備間使用，實(shí)際中難以應(yīng)用。第二類方法利用GPS、北斗模塊輸出的同步信號(hào)，實(shí)現(xiàn)PWM同步，該方法精度約為100 ns，滿足實(shí)際工程需要，但需要額外加裝GPS、北斗等模塊及相應(yīng)的同步算法，受天氣影響，易出現(xiàn)信號(hào)缺失的狀況，可靠性低。第三類方法利用1臺(tái)云端DSP發(fā)送低頻同步信號(hào)，其余DSP接收低頻同步信號(hào)以實(shí)現(xiàn)PWM同步，該類方法不需要鋪設(shè)額外的通信通道，精度約為100 ns，但應(yīng)用過程中面臨通信系統(tǒng)中斷的問題。第四類方法利用PET的本地電壓、電流等邊端采樣信息，加入PWM載波生成程序，實(shí)現(xiàn)PWM同步，該方法可靠性最高，但精度約為1 μs，難以滿足小于100 ns的工程應(yīng)用需求。

綜上所述，現(xiàn)有PWM同步方法難以兼顧精度與可靠性，因此文中提出一種多臺(tái)PET云-邊PWM同步策略：在通信系統(tǒng)正常運(yùn)行時(shí)，PET利用云端發(fā)送的同步信號(hào)實(shí)現(xiàn)高精度的PWM同步，同時(shí)矯正邊端參數(shù)；當(dāng)通信系統(tǒng)故障時(shí)，PET可利用邊端計(jì)算結(jié)果實(shí)現(xiàn)高可靠的PWM同步。研究表明，多臺(tái)PET云-邊PWM同步策略能夠兼具高精度和高可靠性，可解決多臺(tái)PET運(yùn)行時(shí)高頻電壓、電流諧波隨機(jī)疊加問題，可提高電能質(zhì)量、降低PET故障率，有利于其大規(guī)模推廣。

1 多臺(tái)PET高頻諧波分析

1.1 PET輸出高頻諧波分析

文中僅考慮PET交流側(cè)，因此可以只關(guān)注單側(cè)直流-交流(DC-AC)變換器，如圖1所示。DC-AC電流環(huán)、電壓環(huán)的控制結(jié)果與三角載波比較后生成PWM信號(hào)，PWM信號(hào)控制DC-AC變換器中的功率開關(guān)器件生成高頻橋臂電壓。為方便分析DC-AC變換器橋臂輸出電壓中的高頻成分，文獻(xiàn)[7]利用雙重傅里葉變換分析輸出電壓的諧波，該方法可以將時(shí)域中復(fù)雜的PWM波形分解為多種頻率正弦信號(hào)的疊加。結(jié)果表明，并網(wǎng)DC-AC變換器輸出高頻諧波的頻率主要分布在開關(guān)頻率及其整數(shù)倍附近，輸出諧波的雙重傅里葉變換器結(jié)果見式(1)。

圖1 多臺(tái)PET并聯(lián)運(yùn)行示意

(1)

式中：uM,h為DC-AC變換器M的輸出電壓諧波，M為DC-AC變換器的編號(hào)；Am,0，Bm,0為整數(shù)倍開關(guān)頻段諧波的幅值，Am,n，Bm,n為邊帶諧波的幅值，其中m為開關(guān)頻率倍數(shù)，n為基波頻率倍數(shù)；f1，φM,1分別為基波的頻率與初相角；fM,c,φM,PWM分別為載波的頻率與初相角。高次諧波主要包含載波頻率整數(shù)倍諧波和邊帶諧波。其中，整數(shù)倍諧波的初相角主要取決于φM,PWM，邊帶諧波的初相角則由φM,1，φM,PWM共同決定。φM,1由電壓、電流控制決定，文中設(shè)定其為已知量，因此，高頻諧波的初相角主要取決于φM,PWM。

仔細(xì)分析式(1)可知，在DC-AC變換器理想運(yùn)行狀況下，橋臂輸出電壓主要包含直流分量、基波分量和高次諧波分量。DC-AC變換器的橋臂輸出電壓諧波主要包括差模電壓和共模電壓[6]，其中差模電壓產(chǎn)生輸出電流中的高次諧波，而共模電壓產(chǎn)生并網(wǎng)DC-AC變換器間的共模環(huán)流。

1.2 高頻諧波隨機(jī)疊加模型

圖2為隨機(jī)PWM相位導(dǎo)致的高頻諧波疊加示意。如圖2所示，由于晶振的實(shí)際震蕩頻率存在未知偏差(圖中未知偏差以問號(hào)表示)，PWM的相位隨時(shí)間變化。

圖2 隨機(jī)PWM相位導(dǎo)致的高頻諧波疊加示意

考慮到PWM的相位隨時(shí)間變化，假設(shè)φM,PWM為未知量。根據(jù)式(1)，DC-AC變換器的輸出高頻諧波可以簡(jiǎn)化表示為：

(2)

單臺(tái)PET的輸出電流為：

(3)

其中：

φPWM=[φ1,PWM…φN,PWM]

(4)

式中：iM,h為DC-AC變換器M的輸出諧波電流；iM,h f為頻率為f的諧波電流；iM,x,h f為由DC-AC變換器x誘發(fā)的頻率為f的諧波電流。多臺(tái)PET的總電流表示為：

(5)

式中：isum,h為總的輸出諧波電流；isum,h f為頻率為f的總諧波電流；isum,x,h f為由DC-AC變換器x誘發(fā)的頻率為f的總諧波電流。

2 多臺(tái)PET云-邊PWM同步策略

2.1 策略的整體結(jié)構(gòu)

該策略的整體結(jié)構(gòu)如圖3所示。為簡(jiǎn)化DC-AC控制結(jié)構(gòu)，將控制部分劃分為PWM生成、電壓/電流采樣、鎖相環(huán)(phase lock loop，PLL)、電壓/電流控制環(huán)。uM,g,iM分別為DC-AC變換器M的電壓、電流。

圖3 多臺(tái)PET云-邊PWM同步系統(tǒng)框圖

DC-AC變換器1中的控制器作為云端信息發(fā)送單元，其余DC-AC變換器作為云端信息接收單元和邊端信息處理單元。

在DC-AC變換器1中，PLL的輸出結(jié)果為電網(wǎng)電壓正序的鎖相結(jié)果θ1,g。θ1,g與DC-AC變換器1的調(diào)制系數(shù)R1,c相乘獲得PWM載波相位參考值，調(diào)制系數(shù)R1,c為額定開關(guān)頻率與電網(wǎng)額定基波頻率間的比值。

θ1,PWM=R1,cθ1,g

(6)

利用式(6)生成的PWM相位參考值可保證PWM載波相位與電網(wǎng)相位間存在固定的比例關(guān)系。

然后，載波生成單元生成與θ1,PWM同相位的PWM載波及在PWM載波過零點(diǎn)處的脈沖信號(hào)。PWM載波會(huì)作為DC-AC變換器1中PWM生成器中的載波信號(hào)。PWM過零點(diǎn)處的脈沖信號(hào)作為云端同步信息發(fā)送到其他DC-AC變換器。

對(duì)于其他DC-AC變換器而言，其接收云端DC-AC變換器1發(fā)送的同步脈沖信號(hào)，經(jīng)過相位延遲單元生成具有特定相位差的脈沖信號(hào)并輸入云-邊信息判斷模塊。除此之外，DC-AC變換器M將利用PLL的鎖相結(jié)果θM,g生成不含有額外相位差的PWM載波相位參考值：

θM,PWM=RM,cθM,g

(7)

式中：RM,c為調(diào)制系數(shù)。然后疊加計(jì)算出的最佳相位差φM,PWMb獲得PWM載波參考相位：

θ′M,PWM=θM,PWM+φM,PWMb

(8)

不同于DC-AC變換器1直接生成PWM載波，DC-AC變換器M會(huì)在PWM載波相位為0的位置生成邊端PWM同步脈沖。

云端PWM同步脈沖與邊端PWM脈沖會(huì)共同輸入信息選擇單元，信息選擇單元在能夠接收云端PWM同步信號(hào)時(shí)利用云端PWM同步信號(hào)生成PWM載波，否則，利用邊端PWM同步信號(hào)生成PWM載波。

2.2 DC-AC變換器1的云端同步信號(hào)發(fā)送策略

圖4為DC-AC變換器1的云端同步信號(hào)發(fā)送示意?？梢?，θ1,PWM為θ1,g的整數(shù)倍，保證PWM載波與電網(wǎng)基波間保持固定的相位關(guān)系。

圖4 云端同步信號(hào)發(fā)送示意

不同于利用DSP直接生成同步脈沖的傳統(tǒng)方法，文中利用PWM的最低點(diǎn)生成同步脈沖，從而保證同步脈沖與電網(wǎng)基波間的固定相位關(guān)系。通過將該脈沖發(fā)送給其他DC-AC變換器，可保證多臺(tái)DC-AC變換器間PWM載波始終保持同步。

為了降低通信系統(tǒng)的壓力，不同于直接傳輸同步脈沖的傳統(tǒng)方法，文中策略間隔TSYN發(fā)送一次同步脈沖，可在保證同步效果的同時(shí)降低同步脈沖的發(fā)送數(shù)量，減輕通信系統(tǒng)的壓力。

2.3 DC-AC變換器M的云端信息同步策略

圖5為云端同步信號(hào)示意。如圖5所示，DC-AC變換器M接收到云端PWM同步信號(hào)后，首先在原始脈沖的基礎(chǔ)上加入特定相位差φM,PWMb所引起的時(shí)間延遲，其計(jì)算公式為：

圖5 云端同步信號(hào)示意

(9)

加入延遲后，再將時(shí)間間隔為TSYN的脈沖擴(kuò)展為頻率為fM,c的PWM同步脈沖。

2.4 DC-AC變換器M的邊端信息同步策略

圖6為邊端同步信號(hào)示意。如圖6所示，DC-AC變換器M基于本地采樣的電網(wǎng)正序基波電壓相位θM,g，與調(diào)制系數(shù)RM,c相乘獲得載波初始相位參考值θM,PWM，然后再加入計(jì)算出的載波偏移量φM,PWMb獲得最終的載波相位參考值θ′M,PWM。不同于直接生成PWM載波，此處將在θ′M,PWM為0的位置生成脈沖信號(hào)。

圖6 邊端同步信號(hào)示意

2.5 云-邊信息動(dòng)態(tài)切換策略

為實(shí)現(xiàn)多臺(tái)PET云-邊PWM同步，需要判斷上述云端PWM同步脈沖和邊端PWM同步脈沖的實(shí)時(shí)狀態(tài)。圖7為多臺(tái)PET云-邊PWM同步信號(hào)切換示意。由圖3可知，分布在DC-AC變換器M中的信息判斷單元可以根據(jù)接收到的云端PWM同步脈沖，實(shí)時(shí)判斷脈沖是否正常傳輸。若正常，則繼續(xù)使用云端PWM同步脈沖；若異常，例如存在云端信號(hào)丟失，則切換至使用邊端PWM同步脈沖，如圖7中紅色箭頭所示。最終，利用云-邊同步信號(hào)生成PWM載波。

圖7 多臺(tái)PET云-邊PWM同步信號(hào)切換示意

3 多臺(tái)PET云-邊PWM同步控制實(shí)驗(yàn)

實(shí)驗(yàn)平臺(tái)由4臺(tái)(M=4)獨(dú)立運(yùn)行的三相H-橋DC-AC變換器、RS485通信通道、4臺(tái)獨(dú)立直流電源、1臺(tái)可編程交流電源AMETEK-CI-4500LS組成。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)中所有的DSP為TMS320F28335。DC-AC變換器參數(shù)如表1所示。

表1 DC-AC變換器參數(shù)

表1中，UM,dc為直流電壓；LM為電感值；fM,c為載波頻率；PM，QM分別為輸出有功、無(wú)功功率。實(shí)驗(yàn)中，4臺(tái)DC-AC變換器并聯(lián)接入可編程交流電源，其有效值為110 V，頻率為50 Hz。4通道數(shù)字示波器用于記錄實(shí)驗(yàn)波形。實(shí)驗(yàn)中只有2個(gè)參數(shù)完全一致的DC-AC變換器運(yùn)行，主要是因?yàn)?臺(tái)DC-AC變換器PWM的同步效果可以通過總電流、總諧波失真(total harmonic distortion，THD)值的變化軌跡觀察。實(shí)驗(yàn)中記錄了穩(wěn)態(tài)、暫態(tài)時(shí)的波形并進(jìn)行了分析。其中，WM,abc為控制三相DC-AC變換器的PWM信號(hào)，WM,t為固定占空比的PWM信號(hào)，WM,t與WM,abc完全同步，可用于測(cè)試多臺(tái)DC-AC變換器PWM信號(hào)的同步效果。

為驗(yàn)證文中策略的有效性，設(shè)置驗(yàn)證步驟為：首先驗(yàn)證基于云端信息的PWM同步策略的局限性，然后驗(yàn)證基于邊端信息的PWM同步策略的局限性，最后驗(yàn)證多臺(tái)PET云-邊PWM同步策略的有效性。

3.1 基于云端信息的PWM同步策略

為測(cè)試通信線路對(duì)PWM同步策略的影響，實(shí)驗(yàn)中將在6 s左右斷開通信線路以模擬通信線路故障。實(shí)驗(yàn)記錄了30 s內(nèi)的電流和單機(jī)電流的THD值，具體見圖8。其中，Hsum，H1分別為總電流THD值和單機(jī)電流THD值。由圖8可知，當(dāng)通信線路正常時(shí)，云端信息可以正常傳輸，2臺(tái)并網(wǎng)DC-AC變換器PWM載波相位差可以控制在固定值，因此總電流的THD值不會(huì)隨時(shí)間變化，能夠控制在最小值4%附近。然而，當(dāng)通信線路故障時(shí)，2臺(tái)并網(wǎng)DC-AC變換器PWM載波相位差將隨時(shí)間變化，進(jìn)而導(dǎo)致總電流的THD值隨時(shí)間變化，最大值接近11%。

圖8 基于云端信息的PWM同步策略的總電流和單機(jī)電流THD值

圖9為通信故障時(shí)的長(zhǎng)時(shí)間尺度實(shí)驗(yàn)波形，可見總電流的包絡(luò)線隨時(shí)間變化，也驗(yàn)證了上述總電流THD值隨時(shí)間變化的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。其中，W1,t，W2,t分別為DC-AC變換器1、2生成的固定占空比PWM信號(hào)，該信號(hào)的作用是測(cè)量PWM相位差。

圖9 通信故障時(shí)的長(zhǎng)時(shí)間尺度實(shí)驗(yàn)波形

圖10為通信故障時(shí)的短時(shí)間尺度實(shí)驗(yàn)波形1，其對(duì)應(yīng)圖9中左邊放大位置的波形。可見，THD值可以小至4.5%，此時(shí)PWM載波間存在相位差。但該相位差無(wú)法保持，會(huì)隨時(shí)間變化。

圖10 通信故障時(shí)的短時(shí)間尺度放大波形1

圖11為通信故障時(shí)的短時(shí)間尺度實(shí)驗(yàn)波形2，其對(duì)應(yīng)圖9中右邊放大位置的波形。可見，THD值可以增大至10.1%，此時(shí)PWM載波間相位差接近0。同樣，這種相位差也無(wú)法保持。

圖11 通信故障時(shí)的短時(shí)間尺度放大波形2

3.2 基于邊端信息的PWM同步策略

圖12為采用邊端信息的PWM同步策略后的總電流THD值和單機(jī)電流THD值變化軌跡。由于不需要通信通道，該方法可以始終將總電流THD值保持在一定范圍內(nèi)，但其缺點(diǎn)是，THD值會(huì)出現(xiàn)較大范圍的波動(dòng)，長(zhǎng)期運(yùn)行會(huì)導(dǎo)致DC-AC變換器的損耗增加。

圖12 基于邊端信息的PWM同步策略的總電流和單機(jī)電流THD值

3.3 多臺(tái)PET云-邊PWM同步策略

圖13為采用多臺(tái)PET云-邊PWM同步策略后的總電流THD值和單機(jī)電流THD值變化軌跡。當(dāng)通信通道出現(xiàn)故障時(shí)，該策略可以無(wú)縫切換同步信號(hào)來源，保證總電流THD值始終保持在最低值附近。

圖13 多臺(tái)PET云-邊PWM同步策略的總電流和單機(jī)電流THD值

圖14為多臺(tái)PET云-邊PWM同步策略長(zhǎng)時(shí)間尺度實(shí)驗(yàn)波形，可見總電流的包絡(luò)線不隨時(shí)間變化，也驗(yàn)證了上述總電路THD值隨時(shí)間變化的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

圖14 多臺(tái)PET云-邊PWM同步策略的長(zhǎng)時(shí)間尺度實(shí)驗(yàn)波形

圖15為多臺(tái)PET云-邊PWM同步策略短時(shí)間尺度實(shí)驗(yàn)波形，可見總電流的THD值始終維持在4.5%附近，此時(shí)，PWM相位差始終維持在π/2附近，驗(yàn)證了文中策略的有效性。

圖15 多臺(tái)PET云-邊PWM同步策略的短時(shí)間尺度實(shí)驗(yàn)波形

4 結(jié)語(yǔ)

文中提出一種多臺(tái)PET云-邊PWM同步策略，該策略充分發(fā)揮云端信息的高精度和邊端信息的高可靠?jī)?yōu)勢(shì)，在通信系統(tǒng)正常運(yùn)行時(shí)，PET利用云端發(fā)送的同步信號(hào)實(shí)現(xiàn)高精度的PWM同步，同時(shí)矯正邊端參數(shù)；當(dāng)通信系統(tǒng)故障時(shí)，PET可利用邊端計(jì)算結(jié)果實(shí)現(xiàn)高可靠的PWM同步。因硬件要求低，該策略易于應(yīng)用。實(shí)驗(yàn)表明，該策略能兼顧PWM同步的精度與可靠性，保證高頻率開關(guān)諧波協(xié)同控制。該策略的應(yīng)用可顯著降低PET輸出高頻電流諧波峰值，提高電能質(zhì)量，同時(shí)降低PET內(nèi)部功率開關(guān)器件的電流應(yīng)力，有助于PET的推廣應(yīng)用。

本文得到國(guó)網(wǎng)江蘇省電力有限公司科技項(xiàng)目(J2019129)資助，謹(jǐn)此致謝！