吳 灝, 康 穎, 葛松虎, 李亞星, 孟 進(jìn)

(1. 海軍工程大學(xué)軍用電氣科學(xué)與技術(shù)研究所, 湖北 武漢 430033;2. 海軍工程大學(xué)艦船綜合電力技術(shù)國(guó)防科技重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室, 湖北 武漢 430033)

0 引 言

現(xiàn)代甚高頻/特高頻(very high frequency/ultra high frequency, VHF/UHF)通信電臺(tái)廣泛應(yīng)用于野外科考、應(yīng)急救災(zāi)、艦艇飛機(jī)通信等軍民用領(lǐng)域,具有信號(hào)穩(wěn)定、安全性高等優(yōu)點(diǎn),也是保障長(zhǎng)距離視距通信的重要設(shè)備。然而,在復(fù)雜電磁環(huán)境下,VHF/UHF電臺(tái)易受共平臺(tái)發(fā)射機(jī)或?qū)Ψ礁蓴_機(jī)產(chǎn)生的多樣式干擾影響,通信魯棒性較差。

為抑制VHF/UHF同頻干擾,多天線接收是一種有效的抗干擾手段。然而,由于通信信道通常是衰落的且各向異性,無(wú)法直接采用陣列信號(hào)處理中的波束形成技術(shù)。針對(duì)VHF/UHF頻段多通道接收特點(diǎn),分集合并(diversity combining, DC)技術(shù)通過(guò)將兩路或多路信號(hào)按照一定策略合并起來(lái),能有效補(bǔ)償信道衰落,顯著提高信噪比(signal to noise ratio, SNR)。其中,最大比合并(maximal ratio combining, MRC)方法在最大輸出SNR準(zhǔn)則下性能最好,但實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)復(fù)雜,等增益合并(equal gain combining, EGC)方法實(shí)現(xiàn)相對(duì)簡(jiǎn)單,但對(duì)抗多徑信道衰落性能稍差。當(dāng)信道中存在強(qiáng)干擾時(shí),文獻(xiàn)[18]提出了干擾抑制合并(interference rejection combining, IRC)方法,利用干擾信道和期望信道的差異性完成空域干擾抑制。文獻(xiàn)[19]對(duì)比了Rayleigh衰落信道下MRC和IRC方法對(duì)分布式網(wǎng)絡(luò)中斷概率的影響,文獻(xiàn)[20-21]在IRC方法的基礎(chǔ)上,提出了特征域的E-IRC方法,對(duì)特定窄帶干擾有更強(qiáng)抑制效果。IRC方法也被廣泛應(yīng)用于長(zhǎng)期演進(jìn)(long term evolution, LTE)系統(tǒng)的上行鏈路,可有效提高小區(qū)容量,降低內(nèi)部干擾。文獻(xiàn)[23]提出了一種用于一發(fā)兩收LTE系統(tǒng)的干擾重構(gòu)合并方法,相比于傳統(tǒng)IRC方法,該方法在多徑衰落信道中性能更佳。根據(jù)先驗(yàn)信息的不同,IRC常用的準(zhǔn)則有最小均方誤差(minimum mean square error, MMSE)、最大化信干噪比(max signal to interference plus noise ratio, MSINR),線性約束最小方差(linearly constrained minimum variance, LCMV)等。由于IRC方法對(duì)接收信號(hào)協(xié)方差矩陣和信道估計(jì)誤差十分敏感,而VHF/UHF接收鏈路受多徑衰落影響,信道參數(shù)通常是未知且時(shí)變的,很難精確估計(jì)出信道參數(shù),限制了傳統(tǒng)IRC方法在受干擾VHF/UHF通信電臺(tái)中的應(yīng)用。

本文以某型艦載一發(fā)兩收VHF/UHF戰(zhàn)術(shù)通信電臺(tái)為研究對(duì)象,針對(duì)真實(shí)戰(zhàn)場(chǎng)環(huán)境接收鏈路存在的同頻強(qiáng)干擾,提出了一種基于決策的IRC(decision-based IRC, D-IRC)算法。該方法避免了傳統(tǒng)IRC方法對(duì)信道估計(jì)誤差敏感的缺陷,解決了信道參數(shù)估計(jì)難題。D-IRC無(wú)需估計(jì)信道參數(shù),適用于多徑衰落等信道未知場(chǎng)景,且算法結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,最優(yōu)權(quán)值可基于最小均方(least mean squares, LMS)快速算法迭代獲得。同時(shí),本文定量分析了D-IRC輸出信干噪比(signal to interference plus noise ratio, SINR)與輸入SINR的解析關(guān)系,定義了干擾抑制功率失效區(qū),并給出了D-IRC最優(yōu)輸出的選擇策略。仿真結(jié)果表明,在信道參數(shù)未知場(chǎng)景下,通過(guò)決策輸出的D-IRC方法性能優(yōu)于傳統(tǒng)IRC和MRC方法,且失效區(qū)測(cè)度關(guān)系與理論分析一致。

1 系統(tǒng)模型

本文采用某型一發(fā)兩收VHF/UHF電臺(tái)通信鏈路模型,該電臺(tái)由一個(gè)發(fā)射鏈路和兩個(gè)獨(dú)立的接收鏈路組成,接收鏈路為上下雙天線結(jié)構(gòu),如圖1所示。

圖1 一發(fā)兩收VHF/UHF電臺(tái)通信鏈路模型Fig.1 VHF/UHF radio communication link model with one transmitter and two receivers

發(fā)送信號(hào)時(shí),為避免多徑干擾,通過(guò)控制模塊和切換開(kāi)關(guān),同一時(shí)刻只能由其中某一根天線進(jìn)行發(fā)射。接收信號(hào)時(shí),上下天線同時(shí)工作,由于天線間隔足夠大(通常≥,為波長(zhǎng)),可獲得兩路獨(dú)立的衰落信號(hào)。

對(duì)于受干擾的通信系統(tǒng),由于上下雙天線不具有各向同性,不能使用陣列信號(hào)處理中的導(dǎo)向矢量描述信道響應(yīng)。因此,接收端離散基帶信號(hào)表示為

(1)

式中:采樣點(diǎn)≥0;()和()分別表示上下天線接收信號(hào)采樣值;()表示期望信號(hào)采樣值;()表示干擾信號(hào)采樣值;,,,分別表示期望信號(hào)和干擾信號(hào)的信道復(fù)衰落增益。本文假設(shè)信道,,,均為Rayleigh平坦衰落信道,()和()表示加性高斯白噪聲(additive white Gaussian noise, AWGN)采樣值。為方便后文推導(dǎo),記

(2)

對(duì)于當(dāng)前時(shí)刻,不失一般性,式(1)可簡(jiǎn)記為向量形式:

=++

(3)

式中:=[,]∈,=[,]∈,=[,]∈分別表示接收信號(hào)向量,期望信號(hào)的信道向量以及干擾信號(hào)的信道向量。實(shí)際場(chǎng)景中,期望信號(hào)與干擾信號(hào)通常不相關(guān),本文假設(shè)和相互獨(dú)立且均值為零。定義接收信號(hào)的自相關(guān)矩陣∈,具體表示為

=E[]=+

(4)

(5)

根據(jù)矩陣求逆定理,得到:

(6)

式中:||表示的行列式,(,=1,2)表示矩陣中的元素。

2 基于決策的D-IRC方法

2.1 算法原理

為抑制干擾信號(hào),可利用多個(gè)接收信道的差異性進(jìn)行空域干擾抑制。由于VHF/UHF電臺(tái)接收天線的方向性較弱,接收通道通常為多徑衰落信道,而且干擾源具有隨機(jī)性和未知性,導(dǎo)致不同天線接收信號(hào)的信干噪比差異較大。因此,最典型的空域干擾抑制方法為IRC,其本質(zhì)上是基于特定準(zhǔn)則計(jì)算多路接收信號(hào)的最優(yōu)權(quán)值,利用分集合并實(shí)現(xiàn)干擾抑制。通常地,可采用MSINR或MMSE準(zhǔn)則構(gòu)造IRC的目標(biāo)函數(shù)。其中,MSINR準(zhǔn)則下的目標(biāo)函數(shù)為

(7)

式中:表示IRC權(quán)值向量。由廣義Rayleigh商定義,權(quán)值最優(yōu)解為

(8)

MMSE準(zhǔn)則下IRC的目標(biāo)函數(shù)為

(9)

權(quán)值最優(yōu)解為

(10)

根據(jù)矩陣求逆引理

(11)

代入式(10),可得

(12)

(13)

式中:為實(shí)常數(shù)。相應(yīng)地,干擾抑制合并信號(hào)記為

(14)

(15)

圖2 基于決策的D-IRC方法基本原理Fig.2 Basic principle of D-IRC method based on decision

由于信道參數(shù)為估計(jì)值,D-IRC采用LCMV準(zhǔn)則構(gòu)造目標(biāo)函數(shù):

(16)

(17)

式中:為乘子,可求得D-IRC最優(yōu)權(quán)值的通式為

(18)

相應(yīng)地,干擾抑制合并信號(hào)記為

(19)

(20)

式中:為實(shí)常數(shù),且滿足=1。則最優(yōu)干擾抑制合并信號(hào)為

(21)

然而,式(21)中最優(yōu)權(quán)值的獲取仍是個(gè)難題。在實(shí)際應(yīng)用中,受信道時(shí)變以及求逆運(yùn)算復(fù)雜度高等因素制約,通常無(wú)法直接由式(20)計(jì)算獲得。因此,本文采用LMS算法迭代求解。具體地,將式(20)代入式(16),目標(biāo)函數(shù)進(jìn)一步改寫(xiě)為

(22)

(23)

為使D-IRC方法具有更強(qiáng)適用性,如果直接輸出合并信號(hào),由于信道參數(shù)為估計(jì)值,在LCMV準(zhǔn)則下可能會(huì)導(dǎo)致期望信號(hào)也被抑制。因此,D-IRC方法通過(guò)合適決策手段,選擇輸出參考信號(hào)或最優(yōu)合并信號(hào),也即輸出為={,}。

(24)

式中:為實(shí)常數(shù),且滿足=1。最優(yōu)干擾抑制合并信號(hào)為

(25)

目標(biāo)函數(shù)為

(26)

基于和,通過(guò)進(jìn)一步?jīng)Q策,得到最終輸出Out={,}。

2.2 決策方法

SINR是度量通信質(zhì)量可靠性的一個(gè)重要指標(biāo)。為評(píng)估系統(tǒng)抗干擾能力,令

(27)

(28)

本小節(jié)基于MSINR準(zhǔn)則,通過(guò)定量分析輸出SINR與的解析關(guān)系式,給出D-IRC的具體決策方法。當(dāng)信道參數(shù)已知時(shí),利用式(14)可得的SINR為

(29)

結(jié)合式(28)和式(29)可得

SINR≈

(30)

式中:為與信道參數(shù)相關(guān)的正實(shí)數(shù),也即SINR與呈正比關(guān)系。

當(dāng)信道參數(shù)未知時(shí),利用式(18)可得

(31)

利用矩陣求逆引理得到

(32)

(33)

通過(guò)代數(shù)運(yùn)算可得

(34)

根據(jù)決策輸出={,},={,},在MSINR準(zhǔn)則下可得

(35)

式中：SINR和SINR分別表示接收信號(hào)和的SINR,結(jié)合式(28),可近似表示為

(36)

為得到SINR和SINR,直接根據(jù)式(21)和式(34)推導(dǎo)得到的解析式形式復(fù)雜,不便于定量分析。因此,本文做如下近似處理。首先,結(jié)合式(6)和式(20)化簡(jiǎn)可得

(37)

(38)

則有

(39)

(40)

將式(36)和式(39)代入式(35),可得

(41)

(42)

則決策輸出和可分別表示為

(43)

(44)

(45)

式中:(·)和(·)為功率-SINR比映射函數(shù)。由于(·)和(·)均為凹函數(shù),若存在使得SINR<,SINR<,即電臺(tái)無(wú)法正常工作,定義這些值的集合為干擾抑制功率失效區(qū),記為和,則有

(46)

結(jié)合式(43)、式(44)和式(46)可得和的測(cè)度分別為

(47)

(48)

||+||=4lg,≤;≤

(49)

式(49)表示,當(dāng)||和||均不為0時(shí),其測(cè)度之和穩(wěn)定為常數(shù)4lg。因此,為實(shí)現(xiàn)最佳抗干擾性能,最終決策輸出Out穩(wěn)定為測(cè)度較小的一路。

2.3 處理流程

根據(jù)前述D-IRC原理及決策方法,完整的算法處理流程如圖3所示,步驟如下。

圖3 D-IRC方法流程圖Fig.3 Flow chart of D-IRC method

根據(jù)先驗(yàn)信息及測(cè)量得到,以及值;

同時(shí)采集上下兩路接收信號(hào),得到()和();

若信道參數(shù)已知,則根據(jù)式(14)得到最優(yōu)輸出;否則,根據(jù)式(22)和式(26)分別構(gòu)建目標(biāo)函數(shù),基于LMS迭代求得最優(yōu)權(quán)值,以及,;

根據(jù)式(43)、式(44)和式(46)分別求得,以及||,||;

進(jìn)行判決:若||≤||,則Out=;否則Out=,最終輸出Out信號(hào)。

由圖3可知,D-IRC方法的主要計(jì)算開(kāi)銷在于LMS迭代求解最優(yōu)權(quán)值,其單次迭代只涉及簡(jiǎn)單的乘加運(yùn)算,包括3次乘法和2次加法,可利用現(xiàn)場(chǎng)可編程門(mén)陣列(field programmable gate array, FPGA)的乘加法器完成。對(duì)于VHF/UHF通信帶寬而言,利用主流FPGA芯片,算法的一次迭代可在一個(gè)數(shù)據(jù)周期內(nèi)完成,不存在實(shí)時(shí)性問(wèn)題。而對(duì)于傳統(tǒng)的IRC算法,最優(yōu)權(quán)值的計(jì)算需要用到矩陣求逆操作,用FPGA實(shí)現(xiàn)難度較大。以Xilink Zynq ZC706評(píng)估板40 MHz采樣率為例,實(shí)驗(yàn)測(cè)得,D-IRC算法的收斂速度為微秒量級(jí),具備工程實(shí)現(xiàn)條件。

3 仿真結(jié)果與分析

3.1 仿真參數(shù)

3.2 AWGN信道下的性能分析

圖4 AWGN信道下不同方法的BER性能Fig.4 BER performance of different methods in AWGN channel

可以看出,以MSNR為準(zhǔn)則的MRC方法,與接收信號(hào)相比,無(wú)明顯性能增益。由于不需要估計(jì)信道參數(shù),本文D-IRC與IRC方法在不同SINR值下均能有效抑制干擾,BER遠(yuǎn)低于門(mén)限,性能相當(dāng)。

3.3 Rayleigh信道下的性能分析

VHF/UHF信道環(huán)境受海面反射、船體反射等影響,在開(kāi)闊海面上的電波傳播模型,普遍使用基于多徑的平坦地面損耗模型。本節(jié)將信道設(shè)置為三徑Rayleigh平坦衰落模型,具體參數(shù)如表1所示。

表1 多徑信道基本參數(shù)

圖5 Rayleigh場(chǎng)景1下不同方法的BER性能Fig.5 BER performance of different methods in Rayleigh scenario 1

由圖5可知,存在信道估計(jì)誤差的IRC方法,最優(yōu)權(quán)值將退化為PI的最優(yōu)解,隨著SINR值增大,BER性能反而惡化,甚至劣于MRC方法。D-IRC相比于IRC,性能優(yōu)勢(shì)明顯,其中輸出優(yōu)于。需要說(shuō)明的是,對(duì)于D-IRC方法,由于SINR和SINR是關(guān)于值的凹函數(shù),極小值點(diǎn)均出現(xiàn)在=,因此,D-IRC輸出和的BER曲線是關(guān)于SINR值的凸函數(shù),且峰值位置相同,均為2 dB,且由BER曲線與門(mén)限Thr的交點(diǎn)可得出和值。

為進(jìn)一步分析和的關(guān)系,通過(guò)改變Thr值可獲得不同門(mén)限值。圖6給出了不同值下和性能。圖6中紅色點(diǎn)為||+||實(shí)測(cè)值,褐色線為式||+||理論值。

圖6 Rayleigh場(chǎng)景1下決策輸出的性能Fig.6 Performance of decision output in Rayleigh scenario 1

由圖6可知,當(dāng)≤0.4 dB時(shí),||=0,當(dāng)≥0 dB時(shí),||和||的值隨著值增大而等比例線性增大,且||+||與理論值基本一致。因此,場(chǎng)景1下D-IRC方法最終決策輸出選擇。

圖7給出了場(chǎng)景2下不同方法的BER性能對(duì)比。同樣地,本文提出的D-IRC方法性能最佳,不同SINR下的BER值均低于門(mén)限。圖8給出了不同值時(shí)和性能。

圖7 Rayleigh場(chǎng)景2下不同方法的BER性能Fig.7 BER performance of different methods in Rayleigh scenario 2

圖8 Rayleigh場(chǎng)景2下決策輸出的性能Fig.8 Performance of decision output in Rayleigh scenario 2

由圖8可知,當(dāng)≤1.6 dB時(shí),||=0,當(dāng)>16 dB時(shí),||+||與理論值基本一致。因此,在場(chǎng)景2下D-IRC最終決策輸出選擇。

結(jié)合圖6和圖8可知,對(duì)于本文D-IRC方法,信道對(duì)不同信號(hào)的幅度增益差異越大,決策輸出的||和||差異也越大,且測(cè)度之和均與理論值一致,因此可以穩(wěn)定決策輸出測(cè)度較小一路。

在真實(shí)場(chǎng)景下,受多因素影響,獲得參數(shù)的精確估計(jì)值十分困難,IRC方法在估計(jì)誤差較大時(shí),性能惡化明顯,如圖5和圖7所示,而D-IRC方法不需要估計(jì),通過(guò)決策輸出即可獲得較好性能,決策模型簡(jiǎn)單,具備工程實(shí)現(xiàn)價(jià)值。

4 結(jié) 論

本文考慮一發(fā)兩收VHF/UHF通信電臺(tái)接收鏈路存在的同頻強(qiáng)干擾,針對(duì)傳統(tǒng)抗干擾方法存在信道參數(shù)估計(jì)難的問(wèn)題,提出了D-IRC抗干擾方法。該方法通過(guò)構(gòu)造兩個(gè)信道估計(jì)向量,基于LMS算法迭代求解最優(yōu)權(quán)值,得到兩路輸出合并信號(hào),隨后引入MSINR準(zhǔn)則,定量分析了輸出SINR與輸入SINR的解析關(guān)系,定義了干擾抑制功率失效區(qū),分析了決策輸出失效區(qū)測(cè)度大小的關(guān)系,并給出了最優(yōu)輸出的選擇策略。仿真結(jié)果表明,在信道參數(shù)未知場(chǎng)景下,通過(guò)決策輸出的D-IRC性能優(yōu)于傳統(tǒng)IRC和MRC方法,同時(shí)失效區(qū)測(cè)度關(guān)系的仿真結(jié)果與理論值基本一致,能夠保證決策結(jié)果的穩(wěn)定性。

由于VHF/UHF頻段的信道參數(shù)精確估計(jì)很難實(shí)現(xiàn),傳統(tǒng)IRC方法在信道估計(jì)誤差較大時(shí)性能惡化明顯,而本文D-IRC方法不需要信道估計(jì),適用于Rayleigh衰落信道等信道參數(shù)未知場(chǎng)景,同時(shí),該方法結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,能夠基于LMS快速迭代求解,具備工程實(shí)現(xiàn)的實(shí)時(shí)性要求。目前D-IRC方法已在某型號(hào)項(xiàng)目的原理樣機(jī)上得到驗(yàn)證,表明所提方法是實(shí)用可行的。