孟凡易 劉芷蘅 王毓 劉浩 馬凱學

（天津大學 微電子學院，天津 300072）

在傳統(tǒng)的毫米波時分雙工（TDD）收發(fā)機結(jié)構(gòu)中，接收鏈路前端接入低噪聲放大器（LNA），在保證低噪聲的前提下對接收的射頻信號進行放大；發(fā)射鏈路末端接入功率放大器（PA），對發(fā)射的射頻信號進行放大，在LNA 和PA 之間，使用單刀雙擲（SPDT）開關(guān)對工作模式進行切換［1］。然而，隨著工作頻率的升高，單刀雙擲開關(guān)的插入損耗明顯增大，惡化了發(fā)射鏈路的線性度和接收鏈路的噪聲系數(shù)，降低了收發(fā)系統(tǒng)的性能；而且片上集成的開關(guān)占據(jù)了較大的芯片面積，增加了成本。針對上述問題，近年來學術(shù)界提出了雙向放大器這一拓撲［2-3］。雙向放大器將開關(guān)功能融入放大器，消除了射頻開關(guān)，通過共享天線、匹配網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)雙向操作，縮小了收發(fā)機的芯片面積。目前已提出的雙向放大器可以分為非對稱型雙向放大器［4-8］和對稱型雙向放大器［9-12］兩類。非對稱型雙向放大器的接收和發(fā)射鏈路采用不同的放大核心，可以對兩個模式下放大器的性能單獨優(yōu)化，但匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)復(fù)雜，占據(jù)了大的面積。對稱型雙向放大器的兩個模式采用相同的放大核心，能夠降低系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的復(fù)雜度，減小芯片面積。

為進一步降低對稱型雙向放大器芯片的面積，本文提出了一種融合不同工作狀態(tài)下晶體管寄生參數(shù)的雙向匹配技術(shù)，采用該匹配技術(shù)，基于德國創(chuàng)新高性能研究所（IHP）0.13 μm SiGe BiCMOS工藝，設(shè)計了一款207～215 GHz無開關(guān)式對稱型雙向放大器，并對芯片版圖的鏡像對稱性進行了優(yōu)化，結(jié)合全波電磁和電路仿真對該雙向放大器進行驗證。

1 雙向放大器的分析與設(shè)計

1.1 基于寄生參數(shù)融合匹配技術(shù)的雙向匹配網(wǎng)絡(luò)分析與設(shè)計

考慮到工作頻段晶體管增益低、信號傳輸損耗大［13］的問題，本電路的放大核心采用了Cascode 結(jié)構(gòu)［14-16］，其中兩晶體管具有相同的尺寸和工作電流，所以寄生參數(shù)與跨導相同。圖1 為Cascode 的輸入、輸出阻抗等效電路。

圖1 Cascode的阻抗等效電路Fig.1 Cascode impedance equivalent circuits

對圖1（a），根據(jù)電壓、電流關(guān)系可得：

根據(jù)式（1）可得輸入阻抗Zin：

對圖1（b），根據(jù)電壓、電流關(guān)系可得：

根據(jù)式（3）-（5）可得輸出阻抗Zout：

由式（2）和式（6）可知，Cascode放大器的輸入、輸出阻抗與晶體管的寄生參數(shù)有關(guān)，由于晶體管的寄生參數(shù)在不同的狀態(tài)下是不同的，輸入、輸出阻抗將隨著工作狀態(tài)的改變而改變。記Cascode 工作在放大區(qū)與截止區(qū)時分別為狀態(tài)1、狀態(tài)2，對應(yīng)的輸入阻抗分別記為Zin，1、Zin，2，輸出阻抗分別記為Zout，1、Zout，2。

在放大和截止狀態(tài)下，由不同寄生參數(shù)引起的阻抗變化需要融合到無開關(guān)雙向匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計中。本文提出的無開關(guān)式雙向放大器采用兩組相同的晶體管，其中一組晶體管處于放大狀態(tài)，另一組晶體管處于截止狀態(tài)，兩組晶體管在不同工作狀態(tài)下共享匹配網(wǎng)絡(luò)。在毫米波集成電路設(shè)計中，芯片面積主要由片上的無源器件決定，當雙向放大器中兩條鏈路的匹配網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)共享時，可以進一步減小芯片面積。

新型無開關(guān)式兩級級聯(lián)雙向放大器示意圖如圖2 所示，為了簡化原理圖，省去偏置電路部分。本文以兩級放大器級聯(lián)單位為例，對共享雙向匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計進行分析。圖2中包括兩對分別工作在不同模式下的晶體管、輸入匹配網(wǎng)絡(luò)、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)以及兩級放大器之間的級間匹配網(wǎng)絡(luò)。

圖2 新型兩級級聯(lián)雙向放大器示意圖Fig.2 Schematic diagram of novel two-stage cascade bidirectional amplifier

當信號從左側(cè)端口輸入、右側(cè)端口輸出時，本文將其定義為接收模式。通過偏置電壓Vb11、Vb12分別控制晶體管Q11與Q12處于放大工作狀態(tài)、晶體管Q21與Q22處于截止狀態(tài)。

對于接收模式下雙向放大器輸入端口的匹配，需采用噪聲匹配來降低電路的噪聲系數(shù)。但在設(shè)計中對輸入阻抗Zin，1與最佳噪聲阻抗的分析發(fā)現(xiàn)，在工作頻段能夠同步實現(xiàn)共軛匹配和良好的噪聲匹配。因此對接收模式下該雙向放大器輸入端口的匹配也可以從共軛匹配的角度來說明。

在圖3（a）所示的輸入匹配等效電路中，截止晶體管的輸出阻抗Zout，2串聯(lián)一個電感L2，再并聯(lián)一個電感L1，與串聯(lián)一個電容C2的放大晶體管的輸入阻抗Zin，1相連，最后經(jīng)由串聯(lián)電容C1完成50 Ω阻抗匹配。通過放大和截止狀態(tài)晶體管共享輸入匹配網(wǎng)絡(luò)，實現(xiàn)了輸入阻抗匹配，同時也實現(xiàn)了優(yōu)良的噪聲匹配。由于電路的對稱性，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)采用同樣的結(jié)構(gòu)，輸出匹配等效電路如圖3（b）所示。

圖3 輸入、輸出匹配等效電路Fig.3 Input and output matching equivalent circuits

經(jīng)過輸入、輸出匹配網(wǎng)絡(luò)進行阻抗變化后等效輸入阻抗Z'in和等效輸出阻抗Z'out均匹配至端口的50 Ω，可以分別表示為

級間匹配網(wǎng)絡(luò)的作用是將上一級放大晶體管的輸出阻抗經(jīng)過級間匹配網(wǎng)絡(luò)阻抗變化至下一級放大晶體管輸入阻抗的共軛阻抗，實現(xiàn)共軛匹配。圖4為級間匹配網(wǎng)絡(luò)等效電路。本文將對級間匹配網(wǎng)絡(luò)從Zinter，out與Zinter，in兩個節(jié)點進行分析。

圖4 級間匹配網(wǎng)絡(luò)等效電路Fig.4 Inter-stage matching network equivalent circuit

經(jīng)過雙向級間匹配網(wǎng)絡(luò)進行阻抗變化后的各節(jié)點阻抗分別表示為

當信號從右側(cè)端口輸入、左側(cè)端口輸出時，本文將其定義為發(fā)射模式。通過偏置電壓Vb12、Vb11分別控制晶體管Q21與Q22處于放大工作狀態(tài)，晶體管Q11與Q12處于截止狀態(tài)。由于電路接收、發(fā)射鏈路具有完全對稱性，因此接收和發(fā)射模式下的匹配網(wǎng)絡(luò)原理分析一致。

1.2 雙向放大器鏡像對稱性優(yōu)化

由于電路的工作頻率很高，設(shè)計雙向放大器時，不應(yīng)忽視寄生參數(shù)和版圖布局對電路性能的影響。本文提出的雙向放大器采用對稱結(jié)構(gòu)，因此其共享匹配網(wǎng)絡(luò)中所用到的無源器件需具有良好的雙向鏡像對稱性，才能使得接收和發(fā)射鏈路的性能一致，確保上述匹配網(wǎng)絡(luò)阻抗公式成立。

匹配電路中的電容使用金屬-氧化物-金屬（MOM）平板電容實現(xiàn)。MOM電容由兩個彼此靠近、相互重疊的平行金屬板構(gòu)成，工藝中所有金屬層都可以用來作為平板電容，也可以通過多層金屬相連構(gòu)成多層平板電容［17-18］。傳統(tǒng)的MOM 電容自身結(jié)構(gòu)并不具備雙向鏡像對稱性，所以本設(shè)計通過全波電磁仿真軟件對MOM電容進行重新設(shè)計建模。

傳統(tǒng)的MOM 電容模型及其仿真特性如圖5所示。假設(shè)流經(jīng)電容器的激勵信號方向是從圖中的左端口流向右端口，則電容的Q值為圖5（b）中的正向曲線；若流經(jīng)該電容器的激勵信號方向是從圖中的右端口流向左端口，則電容的Q值為圖5（b）中的反向曲線?？梢钥闯觯诩钚盘柗较虬l(fā)生變換時，Q值并不具備對稱性，即正向流向與反向流向的Q值不同。如果采用這種結(jié)構(gòu)，MOM 電容將導致雙向放大器的接收和發(fā)射鏈路的性能不一致，所以這種結(jié)構(gòu)不適合本電路設(shè)計。

圖5 傳統(tǒng)的MOM電容模型與Q值Fig.5 Model and Q value of traditional MOM capacitor

出于匹配網(wǎng)絡(luò)雙向鏡像對稱性的需求，本文設(shè)計了如圖6（a）所示的對稱型MOM 電容。該電容由兩個大小相同、方向相反的MOM 電容并聯(lián)而成，其總電容值等于兩個相同大小的并聯(lián)電容值之和。圖6（b）展示的電容Q值并不隨激勵信號方向的改變而改變。在設(shè)計雙向放大器時，該結(jié)構(gòu)的電容可以確保鏈路性能不會隨著模式的切換而改變。

圖6 對稱型MOM電容模型與Q值Fig.6 Model and Q value of symmetry MOM capacitor

共享匹配網(wǎng)絡(luò)中用到的電感同樣需要采用雙向?qū)ΨQ結(jié)構(gòu)。由于該電路工作頻段較高，匹配網(wǎng)絡(luò)中的電感值較小，所以電感均采用金屬線結(jié)構(gòu)。該結(jié)構(gòu)的電感由一段均勻的厚層金屬線構(gòu)成，均勻的金屬線具有雙向鏡像對稱性，保證了正向和反向性能的一致性。

2 整體電路設(shè)計與仿真

本文設(shè)計的硅基毫米波雙向放大器示意圖如圖7 所示，為提高200 GHz 以上頻段的電路增益，采用六級Cascode 放大器級聯(lián)結(jié)構(gòu)。每級放大器包含兩對分別工作在兩個模式下的晶體管Q11與Q12、Q21與Q22，該放大器放大核心中的晶體管尺寸、結(jié)構(gòu)均相同。

圖7 硅基雙向放大器示意圖Fig.7 Schematic diagram of silicon-based bidirectional amplifier

接收模式下，Q11和Q12為放大狀態(tài)，Q21和Q22為截止狀態(tài)；發(fā)射模式下，Q21和Q22為放大狀態(tài)，Q11和Q12為截止狀態(tài)。接收、發(fā)射模式下各偏置電壓如表1所示，其中1.1 V的Vb11、Vb12使單級放大器在工作頻段實現(xiàn)了高的增益與相對低的噪聲系數(shù)，用于提升兩種模式下雙向放大器的增益并降低接收模式下雙向放大器的噪聲系數(shù)。

表1 接收、發(fā)射模式下各偏置電壓Table 1 Bias voltages in receive and transmit modes

為使設(shè)計準確、可靠，在具體的設(shè)計中對除偏置電阻、晶體管外的所有結(jié)構(gòu)進行了全波電磁仿真，聯(lián)合得到的仿真數(shù)據(jù)與偏置電阻、晶體管進行了電路仿真，經(jīng)過不斷優(yōu)化，得到了如圖8所示的雙向放大器的全波電磁仿真模型。

圖8 雙向放大器的全波電磁仿真模型Fig.8 Full-wave electromagnetic simulation model of bidirectional amplifier

根據(jù)雙向放大器的全波電磁仿真模型，得到了基于IHP 0.13 μm SiGe BiCMOS工藝的雙向放大器芯片版圖，如圖9所示，芯片的核心面積僅為0.17 mm2。

圖9 硅基雙向放大器版圖Fig.9 Layout of silicon-based bidirectional amplifier

雙向放大器的S參數(shù)、最佳噪聲反射系數(shù)（SNF，min）和穩(wěn)定性Kf的后仿真結(jié)果如圖10 所示。在212 GHz處雙向放大器實現(xiàn)最大的S21為28.6 dB，在中心頻率210 GHz 處，S21、S11、S22和SNF，min分別為28.0、-13.6、-15.5、-11.6 dB。在3 dB 頻帶內(nèi)S11、S22和SNF，min分別小于-7.2、-11.0、-9.0 dB，這表明，設(shè)計的雙向匹配網(wǎng)絡(luò)在節(jié)省芯片面積的同時，能夠?qū)崿F(xiàn)優(yōu)良的輸入輸出和噪聲匹配效果。在180～250 GHz頻帶內(nèi)，雙向放大器具有低的S12。但在實際測試中，雙向放大器的S12明顯增加。因為盡管全波電磁仿真方法充分評估了雙向放大器無源器件的寄生效應(yīng)，但無法評估有源器件間的寄生耦合，而該耦合主要增大了雙向放大器的S12。在工作頻帶內(nèi)雙向放大器的Kf遠大于1，證明了該雙向放大器具有非常好的穩(wěn)定性。

圖10 雙向放大器的S參數(shù)、最佳噪聲反射系數(shù)和穩(wěn)定性Kf的后仿真結(jié)果Fig.10 Post-simulation results of S-parameters， optimum noise reflection coefficient and stability Kf of bidirectional amplifier

圖11（a）為雙向放大器的噪聲系數(shù)（NF）和最小噪聲系數(shù)（NF，min）的后仿真結(jié)果。在210 GHz 處，雙向放大器的噪聲系數(shù)為16.0 dB，與最小噪聲系數(shù)僅相差0.2 dB，表明該雙向放大器實現(xiàn)了較好的噪聲匹配。為進一步降低該雙向放大器的噪聲系數(shù)，可在接收模式輸入級的共射和共基晶體管的連接點處并聯(lián)一個電感Lp或在兩晶體管連接的過程中串聯(lián)一個電感Ls，在工作頻率處使上述電感與連接點處的寄生電容Cp產(chǎn)生諧振，增加該連接點的阻抗，進而減小共基晶體管的噪聲對放大器噪聲系數(shù)的貢獻［19-20］，具體電路如圖11（b）所示。

圖11 雙向放大器的噪聲系數(shù)后仿真結(jié)果和降低噪聲系數(shù)的改進電路Fig.11 Post-simulation results of noise figure of bidirectional amplifier and the improved circuit for reducing noise figure

圖12 為雙向放大器的大信號后仿真結(jié)果，在中心頻率210 GHz 處，雙向放大器的輸出1 dB 壓縮點P1dB，out為-4.6 dBm，具有一定的輸出功率。

圖12 雙向放大器的大信號后仿真結(jié)果Fig.12 Large-signal post-simulation results of bidirectional amplifier

由于雙向放大器的兩條鏈路采用相同的結(jié)構(gòu)，故兩種工作模式下的性能相同。

表2為本設(shè)計與硅基毫米波無開關(guān)式雙向放大器的關(guān)鍵性能對比。可以看出，現(xiàn)有的硅基無開關(guān)式雙向放大器工作頻率集中在100 GHz 以下，而對于太赫茲頻段（100 GHz 以上）的雙向放大器尚未有報道。本文設(shè)計的無開關(guān)式硅基雙向放大器實現(xiàn)了200 GHz 以上的工作頻率，具有高增益和面積緊湊的特點。

表2 無開關(guān)式硅基雙向放大器的主要性能對比Table 2 Comparison of the main performance of switchless silicon-based bidirectional amplifiers

3 結(jié)論

本文基于提出的融合不同工作狀態(tài)下晶體管寄生參數(shù)的雙向匹配理論和匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)，采用IHP 0.13 μm SiGe BiCMOS 工 藝，設(shè) 計 了 一 款207～215 GHz 無開關(guān)式對稱型、具有緊湊結(jié)構(gòu)的雙向放大器，并對芯片版圖的鏡像對稱性進行了優(yōu)化。后仿真結(jié)果表明，在3 dB頻帶內(nèi)，該雙向放大器的最大增益為28.6 dB，最小噪聲系數(shù)為16.0 dB。雙向匹配網(wǎng)絡(luò)的S11、S22的最小值分別為-13.6、-15.5 dB，芯片的功耗為63.0 mW，面積僅為0.17 mm2。該雙向放大器適用于毫米波新型無開關(guān)式雙向微型化系統(tǒng)。