王曉丹,韋保林,許新愉,徐衛(wèi)林

(桂林電子科技大學(xué) 廣西精密導(dǎo)航技術(shù)與應(yīng)用重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,廣西 桂林 541004)

隨著無(wú)線通信技術(shù)以及物聯(lián)網(wǎng)的高速發(fā)展,無(wú)線傳感器網(wǎng)絡(luò)節(jié)點(diǎn)及可穿戴醫(yī)療設(shè)備等得以廣泛應(yīng)用。這些低功耗設(shè)備都有不便頻繁更換電池的特點(diǎn)。收集環(huán)境中的能量為其供電,是解決供電問(wèn)題的良好方案。在環(huán)境能量收集系統(tǒng)的研究中,射頻能量在城市中無(wú)處不在,且方便傳送到其他能量源(如太陽(yáng)能、熱電能、振動(dòng)能)無(wú)法傳送到的地方,因而具有良好的發(fā)展前景,但同時(shí)也存在環(huán)境能量密度非常低等挑戰(zhàn)[1-15]。為此,射頻能量收集系統(tǒng)的研究主要集中在2個(gè)方面,一是提高靈敏度[16-17],即降低射頻能量收集系統(tǒng)可利用的輸入功率最小值;二是提高能量轉(zhuǎn)化效率。為提高系統(tǒng)的能量轉(zhuǎn)換效率,除改善組成部分的結(jié)構(gòu)外,還需要各組成部分之間進(jìn)行最大功率傳輸。在DC-DC轉(zhuǎn)換器與其輸入源之間,常用的實(shí)現(xiàn)方法是最大功率追蹤技術(shù)。其中,開(kāi)路電壓法[18]因其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、功耗小、易實(shí)現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)被廣泛應(yīng)用,但它只適用于線性源(比如熱電能以及振動(dòng)能)。對(duì)于非線性源(比如太陽(yáng)能和射頻能)就需要帶有反饋的最大功率追蹤方法。干擾觀測(cè)法因其簡(jiǎn)單、低功耗最為常用[19-21]。鑒于此,采用自適應(yīng)最大功率追蹤法(adaptive maximum power point tracking,簡(jiǎn)稱(chēng)AMPPT),將開(kāi)路電壓法與干擾觀測(cè)法結(jié)合起來(lái),進(jìn)行最大功率追蹤[22-23]。自適應(yīng)最大功率追蹤法可以解決開(kāi)路電壓法追蹤不精確及干擾觀測(cè)法初始值設(shè)置不當(dāng)引起的追蹤時(shí)間過(guò)長(zhǎng)的問(wèn)題。除此之外,在找到最大功率追蹤電壓后,關(guān)閉追蹤電路,不僅可以節(jié)省功耗,還可避免追蹤電壓在最大功率點(diǎn)附近左右搖擺,相對(duì)而言,提高了系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率。

1 整流器特性

常見(jiàn)的射頻能量收集系統(tǒng)如圖1所示,由天線、匹配網(wǎng)絡(luò)、整流器以及DC-DC轉(zhuǎn)換器4部分構(gòu)成。天線接收環(huán)境中的射頻能量,匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行天線和整流器的阻抗匹配,可實(shí)現(xiàn)最大功率傳輸及無(wú)源升壓,提高靈敏度。整流器將射頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為直流電壓。DC-DC轉(zhuǎn)換器不僅為負(fù)載提供穩(wěn)定的輸出電壓,還可利用最大功率追蹤(MPPT)技術(shù)將整流器的輸出電壓穩(wěn)定在最大功率追蹤電壓處,實(shí)現(xiàn)整流器與DCDC轉(zhuǎn)換器之間的高效傳輸。

圖1 射頻能量收集系統(tǒng)

整流器采用CMOS交叉耦合結(jié)構(gòu),電路原理如圖2所示。該電路具有非線性特點(diǎn)。

圖2 連接天線匹配網(wǎng)絡(luò)的CMOS交叉耦合整流器

根據(jù)最大功率傳輸定理,當(dāng)負(fù)載與線性源內(nèi)阻相等時(shí),負(fù)載可獲得最大功率,且此時(shí)輸出電壓等于開(kāi)路電壓的二分之一。但對(duì)于射頻整流器等非線性電路,取得最大輸出功率時(shí)的輸出電壓(即追蹤電壓VMPPT)與開(kāi)路電壓VOC的比值并非是二分之一[17,24]。該結(jié)論可從圖3所示的射頻整流器的輸出功率PRF與輸出電壓VREC的關(guān)系曲線看出。

圖3 PRF 隨VREC 變化曲線

除此之外,射頻整流器的追蹤電壓VMPPT與開(kāi)路電壓VOC的比值(即追蹤比例)也隨著天線輸入功率PAV的變化而變化,如圖4所示。

圖4表明,在天線輸入功率PAV變化范圍內(nèi),射頻整流器的追蹤比例在59%～69%變化。該追蹤比例可為AMPPT追蹤方法提供理論基礎(chǔ)。

圖4 追蹤比例隨PAV 變化曲線

2 DC-DC轉(zhuǎn)換器

2.1 DC-DC控制方案

DC-DC轉(zhuǎn)換器采用單輸入雙輸出的boost架構(gòu),原理框圖如圖5所示。輸出通道1的輸出電壓VDD穩(wěn)定在1.8 V,為內(nèi)部控制電路供電;輸出通道2的輸出電壓VOUT穩(wěn)定在1.4 V,為負(fù)載供電。使用基于遲滯比較器的PFM+PWM 的調(diào)制方式[25],使輸出電壓保持穩(wěn)定。電路優(yōu)先為C1充電,保證系統(tǒng)能正常工作,當(dāng)VDD升到1.8 V 后,切換到通道2為C2充電。為減小功耗,DC-DC工作在斷續(xù)工作模式(DCM)。

圖5 DC-DC原理圖

電感的每個(gè)充放電周期可分為3個(gè)階段,第一階段(ST1)同時(shí)打開(kāi)MN2和MN1,為電感進(jìn)行充電。利用高速比較器比較VS與追蹤電壓VM,通過(guò)開(kāi)啟(或關(guān)斷)MN1控制DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸入源對(duì)CREC的放電(或充電),將VS穩(wěn)定在VM處。第二階段(ST2)同時(shí)打開(kāi)MN0和MP1(或MP2),電感向C1(或C2)放電。利用零電流檢測(cè)模塊ZCD,通過(guò)檢測(cè)VCOM是否降到VDD(或VOUT)來(lái)判斷電感電流是否放電到零,若電感放電到零,便關(guān)閉MP1(或MP2),避免輸出端反向漏電。由于ZCD 的精度有限,電感中電流會(huì)有殘余,因此在第三階段(ST3)同時(shí)打開(kāi)MN0和MN1,將電感兩端接地進(jìn)行放電,使電感中殘余電流泄放到零,以防止電感與其兩側(cè)的寄生電容諧振,造成轉(zhuǎn)換效率下降。

對(duì)于系統(tǒng)而言,DC-DC轉(zhuǎn)換器在時(shí)間上也按順序執(zhí)行3個(gè)階段:采樣階段、最大功率追蹤電壓搜索階段(簡(jiǎn)稱(chēng)搜索階段)和工作階段。帶重載時(shí),DC-DC轉(zhuǎn)換器的時(shí)序圖如圖6所示。其中,EN_CONV 是采樣信號(hào),低電平表示處于采樣階段,此階段DC-DC轉(zhuǎn)換器停止工作,WORK 信號(hào)變?yōu)榈碗娖?MN3關(guān)閉,整流器開(kāi)路,采樣電路取得整流器的開(kāi)路電壓VOC,EN_CONV 變?yōu)楦唠娖胶蟛蓸与A段結(jié)束。OE信號(hào)是搜索階段使能信號(hào),OE變?yōu)榈碗娖奖硎舅阉麟A段結(jié)束進(jìn)入工作階段。IL是電感電流,在DC-DC轉(zhuǎn)換器工作時(shí)按順序進(jìn)行ST1、ST2、ST3。IRL是負(fù)載電流,在工作階段間斷的通斷負(fù)載保持輸出電壓VOUT穩(wěn)定。

圖6 DC-DC轉(zhuǎn)換器帶重載時(shí)3個(gè)階段時(shí)序圖

2.2 采樣階段

采樣電路原理圖如圖7所示。外部提供的時(shí)鐘信號(hào)CLK經(jīng)圖8所示的傳統(tǒng)的不交疊時(shí)鐘電路,分成2個(gè)互不交疊的時(shí)鐘信號(hào)VA和VB。其中,VA即是采樣信號(hào)EN_CONV,VA'和VB'分別是VA和VB的反相信號(hào)。由于整流器開(kāi)路電壓VOC較高,若想精確傳輸該階段電壓,則需要采用CMOS傳輸門(mén)結(jié)構(gòu)作為開(kāi)關(guān)。

圖7 采樣電路原理圖

圖8 不交疊時(shí)鐘產(chǎn)生電路圖

采樣期間,VB為高電平,VA、WORK 為低電平,MN4-MP4對(duì)、MN6、MN7導(dǎo)通其余MOS管關(guān)閉,電容C1充電到開(kāi)路電壓VOC,而電容C2電壓下降到零。采樣結(jié)束后,VA、WORK 為高電平,VB為低電平,MN5-MP5對(duì)、MN3、MN8導(dǎo)通其余管子關(guān)斷,VREC與VS相等;電容C1上極板電荷與C2均分,C1和C2下極板電壓變?yōu)閂I,于是上級(jí)板電壓變?yōu)閂M0+VI,直接實(shí)現(xiàn)了VM0與VI相加的功能,使DCDC轉(zhuǎn)換器的追蹤電壓VM等于VM0+VI,其中,VM0是射頻整流器開(kāi)路電壓(VOC)的二分之一,VI是電壓增量。

2.3 工作階段

在此階段,DC-DC轉(zhuǎn)換器開(kāi)始為負(fù)載進(jìn)行供電,利用雙遲滯比較器判斷輸出電壓范圍來(lái)確定負(fù)載電阻RL是輕載、中等負(fù)載還是重載,間斷的通斷源或負(fù)載來(lái)保證輸出電壓的穩(wěn)定。若RL是輕載,則斷開(kāi)射頻源,WORK 信號(hào)變?yōu)榈碗娖?若RL是重載,則斷開(kāi)負(fù)載,SW_LOAD信號(hào)變?yōu)楦唠娖健?/p>

3 AMPPT原理

DC-DC轉(zhuǎn)換器在DCM 模式下的等效輸入阻抗為[12]

其中:tON為電感充電時(shí)間;TS為開(kāi)關(guān)周期。由此可得DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸入功率:

常見(jiàn)的基于干擾觀測(cè)法的追蹤技術(shù)使用PFM調(diào)制方式,固定tON,通過(guò)改變開(kāi)關(guān)頻率來(lái)調(diào)整RIN,獲取PIN的最大值,同時(shí)也是整流器輸出功率的最大值[19-21]。但本研究使用基于比較器的PFM+PWM 的混合調(diào)制方式,通過(guò)逐步增加VM,使之接近最大功率追蹤電壓,從而得到整流器的最大輸出功率。即首先利用開(kāi)路電壓法獲得射頻整流器開(kāi)路電壓的二分之一VM0,然后通過(guò)干擾觀測(cè)法逐步增加電壓微擾量VI,直到找到最大功率追蹤電壓VM,如式(3)所示。

當(dāng)VM增加時(shí),DC-DC轉(zhuǎn)換器內(nèi)部損耗也會(huì)相應(yīng)增加。若VM變化時(shí),PIN的變化量大于內(nèi)部損耗的變化量,則DC-DC轉(zhuǎn)換器輸出功率的變化情況可以反應(yīng)出PIN的變化情況。選取VM變化步長(zhǎng)為40 m V[22]。

通過(guò)檢測(cè)C1的充電時(shí)間是否達(dá)到最小值來(lái)判斷DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸出功率是否達(dá)到最大值。這是因?yàn)楫?dāng)C1的輸出電壓固定時(shí),輸出電流越大,輸出功率也就越大,同時(shí)電容的充電時(shí)間也越短,故當(dāng)電容充電時(shí)間最短時(shí),輸出功率有最大值。

追蹤電壓增量模塊(TVI)原理框圖如圖9所示。該模塊主要由脈沖計(jì)數(shù)器、存儲(chǔ)器DFF1和DFF2、數(shù)字比較器、加/減計(jì)數(shù)器、數(shù)據(jù)選擇器MUX五部分組成。圖10為T(mén)VI模塊的電壓微擾量調(diào)整流程。信號(hào)C1_V是監(jiān)測(cè)C1電壓VDD的遲滯比較器的輸出信號(hào),當(dāng)VDD從VL升到VH后,C1_V 變?yōu)楦唠娖?而當(dāng)VDD從VH降到VL后,C1_V 變?yōu)榈碗娖健LK_PC信號(hào)是外部提供的方波信號(hào),作為脈沖計(jì)數(shù)器的時(shí)鐘。

圖9 TVI原理框圖

圖10 電壓微擾量調(diào)整流程

采樣結(jié)束時(shí),TVI模塊初始化。脈沖計(jì)數(shù)器、加/減計(jì)數(shù)器清零,存儲(chǔ)器DFF2清零,DFF1置數(shù)到最大值,此時(shí)數(shù)字比較器的輸出信號(hào)OE為高電平,表明加/減計(jì)數(shù)器接下來(lái)要進(jìn)行加法計(jì)數(shù),且數(shù)值選擇器的輸出VI為0 m V。

C1充電時(shí),開(kāi)啟脈沖計(jì)數(shù)器,記錄充電時(shí)間。C1_V變?yōu)楦唠娖綍r(shí),充電結(jié)束,將計(jì)數(shù)結(jié)果T2存儲(chǔ)到DFF2中,然后比較T2與存儲(chǔ)在DFF1中的T1(當(dāng)前的最小充電時(shí)間)。

若T2＜T1,應(yīng)繼續(xù)增加微擾,并將T2存儲(chǔ)進(jìn)DFF1中,作為新的T1。為保證搜索階段盡快完成,當(dāng)充電結(jié)束后,打開(kāi)MP3,將C1上的電壓放電到VL,然后開(kāi)始下一個(gè)搜索周期:即C1充電計(jì)數(shù)、比較TI、T2、VI增加固定步長(zhǎng)、更新T1。

直到T2＞T1,表明上一周期C1的充電時(shí)間便是最短充電時(shí)間,于是需要VM減小一個(gè)步長(zhǎng),并保持此值,直到下一采樣周期到來(lái)。該情況下OE變?yōu)榈碗娖?加減計(jì)數(shù)器進(jìn)行減法計(jì)數(shù)。在與門(mén)作用下,脈沖計(jì)數(shù)器、DFF1、DFF2的時(shí)鐘信號(hào)均不再變化,DFF1保持上次計(jì)數(shù)結(jié)果不變,并利用OE的下降沿信號(hào)使加減計(jì)數(shù)器結(jié)果減1,從而使VI減小40 mV,返回上次的追蹤電壓。在或門(mén)的作用下,加/減計(jì)數(shù)器的輸出也將維持不變,直到下次采樣周期到來(lái),TVI模塊初始化后再次啟動(dòng)。

4 仿真結(jié)果

仿真實(shí)驗(yàn)采用TSMC 180 nm CMOS工藝設(shè)計(jì)整流器及DC-DC 轉(zhuǎn)換器。在天線中心頻率為900 MHz、輸入功率范圍為-13～-3 dBm 的條件下進(jìn)行仿真驗(yàn)證。

PAV=-8 dBm 時(shí),整流器的最大功率輸出電壓為788 m V,追蹤電壓變化時(shí)序如圖11所示。該時(shí)序圖顯示VM增加時(shí),VS也隨之增加,并穩(wěn)定在VM附近,且當(dāng)追蹤模塊檢測(cè)到VM=820 m V 的充電時(shí)間大于VM=780 m V 的充電時(shí)間后,追蹤結(jié)束,OE變?yōu)榈碗娖?VM自動(dòng)減小一個(gè)步長(zhǎng),回到780 m V。

圖11 追蹤電壓變化時(shí)序

MPPT的追蹤效率(ηMPPT)是DC-DC轉(zhuǎn)換器實(shí)際輸入功率PIN與整流器最大輸出功率之比,它隨天線輸入功率PAV變化曲線如圖12所示。結(jié)果顯示,在輸入范圍內(nèi),追蹤效率ηMPPT 為83.3%～99%(@PAV=-8 dBm),表明有良好的追蹤能力。

圖12 追蹤效率隨PAV 變化曲線

DC-DC轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換效率(ηOUT)是DC-DC 轉(zhuǎn)化器輸出功率POUT與整流器最大輸出功率之比,它隨PAV的變化曲線如圖13所示。仿真結(jié)果顯示,POUT的變化范圍為78.34%～86.46%(@PAV=-8 dBm)。表明在輸入功率范圍內(nèi),DC-DC轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換效率較高,且性能較為穩(wěn)定。

圖13 DC-DC轉(zhuǎn)換效率隨PAV 變化曲線

射頻能量收集系統(tǒng)轉(zhuǎn)換效率(ηALL)是DC-DC轉(zhuǎn)換器輸出功率POUT與天線輸入功率PAV之比,它隨輸入功率變化曲線如圖14所示。結(jié)果顯示,在輸入功率范圍內(nèi),系統(tǒng)轉(zhuǎn)換效率變化范圍為46.88%～58.57%(@PAV=-8 dBm)。

圖14 系統(tǒng)轉(zhuǎn)換效率隨PAV 變化曲線

射頻能量收集系統(tǒng)整體版圖如圖15所示,面積為0.27 mm×0.28 mm。從表1可看出,本系統(tǒng)的整體效率有較明顯的優(yōu)勢(shì)。

表1 系統(tǒng)參數(shù)

圖15 射頻能量收集系統(tǒng)版圖

5 結(jié)束語(yǔ)

采用180 nm CMOS工藝設(shè)計(jì)了一種自適應(yīng)最大功率追蹤方法。該技術(shù)基于追蹤比例在59%～69%的特點(diǎn),采用在開(kāi)路電壓二分之一的基礎(chǔ)上逐步增加電壓微擾量的方法來(lái)獲取最大功率追蹤電壓。仿真結(jié)果表明,系統(tǒng)轉(zhuǎn)換效率變化范圍為46.88%～58.57%,相比之前的研究有較明顯的優(yōu)勢(shì)。不足之處是該追蹤技術(shù)在輸入范圍內(nèi)的追蹤效率為83.3%～99%,追蹤能力有待進(jìn)一步提高。因?yàn)樵谳斎牍β蔖AV變化時(shí),DC-DC轉(zhuǎn)換器的功耗也在發(fā)生變化,故若想提高追蹤能力,需要直接觀測(cè)DC-DC轉(zhuǎn)換器的輸入功率。