李 偉，吳 靖，鄭偉彥，陳佩軍，高 峰

(1.山東大學(xué)電氣工程學(xué)院，山東 濟(jì)南 250061；2.浙江大有實(shí)業(yè)有限公司杭州科技發(fā)展分公司，浙江 杭州 310052)

近年來(lái)，鋰離子電池因其比能量高、無(wú)記憶效應(yīng)、容量大、污染相對(duì)較小等優(yōu)點(diǎn)，被大量應(yīng)用于電動(dòng)汽車(chē)和儲(chǔ)能電站中[1-4]，但其不耐受過(guò)充、過(guò)放和對(duì)溫度敏感的特性也帶來(lái)了很多應(yīng)用限制[5]。在電動(dòng)汽車(chē)中，動(dòng)力電池組通常由大量單體電池串并聯(lián)構(gòu)成，以達(dá)到需要的電壓和容量等級(jí)，但這些單體電池初始特性和實(shí)際運(yùn)行工況存在差異，長(zhǎng)期使用后的不一致問(wèn)題突出，導(dǎo)致電池組性能下降、壽命縮短，甚至引發(fā)安全事故。此外，儲(chǔ)能電站中的電池?cái)?shù)量更加龐大，容量與荷電狀態(tài)(state of charge,SOC)不均衡導(dǎo)致的可用容量降低和易過(guò)充、過(guò)放問(wèn)題受到廣泛關(guān)注。

電池均衡是解決上述不一致問(wèn)題的關(guān)鍵技術(shù)，通常可分為耗散型和非耗散型兩類(lèi)。耗散型方案的能量利用率低，并且會(huì)引入額外的散熱壓力；非耗散型方案通過(guò)將不均衡能量進(jìn)行轉(zhuǎn)移實(shí)現(xiàn)電池均衡，能量利用率高，是目前的研究熱點(diǎn)。

按照非耗散型方案中能量轉(zhuǎn)移組件的不同，可將其進(jìn)一步劃分為電容式方案、電感式方案和變換器式方案(圖1)。開(kāi)關(guān)電容式均衡電路是一種典型的電容式方案，電路拓?fù)淙鐖D1(a)所示，通過(guò)頻繁切換電容與電池的連接關(guān)系，可實(shí)現(xiàn)能量在相鄰電池間的轉(zhuǎn)移，該電路需要用到大量電容，均衡速度慢、效果差。電感式方案又分為利用多個(gè)單電感的非隔離式方案和利用多繞組耦合電感的隔離式方案，后者的電路拓?fù)淙鐖D1(b)所示，其優(yōu)點(diǎn)是均衡速度稍快，但其由于多個(gè)繞組無(wú)法做到完全一致，均衡效果較差。變換器式方案則是利用DC-DC 變換器中的電感、電容、變壓器作為能量轉(zhuǎn)移元件，均衡電流大小可控，均衡速度快、效果好，但往往受限于較高的成本，無(wú)法得到應(yīng)用，其電路拓?fù)淙鐖D1(c)所示。

圖1 三種傳統(tǒng)均衡電路拓?fù)?/p>

針對(duì)上述均衡電路拓?fù)浯嬖诘膯?wèn)題，本文提出了一種新型串聯(lián)鋰離子電池組均衡電路，該電路在保證均衡效果和均衡速度的前提下，顯著降低了均衡裝置的成本。

1 均衡電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及控制流程

如圖2 所示，所提出的新型均衡電路拓?fù)溆刹蓸优卸娐?、電池選通電路和雙向反激變換器三部分組成。

圖2 均衡電路整體結(jié)構(gòu)

各部分電路的功能為：

(1)采樣判定電路負(fù)責(zé)采樣單體電池電壓、電流，估計(jì)其SOC，從而判斷單體電池是否需要均衡以及均衡能量的流向；

(2)電池選通電路根據(jù)采樣判定電路的判定結(jié)果，將相應(yīng)單體電池與雙向反激變換器的初級(jí)側(cè)相連，同時(shí)隔離其他單體電池；

(3)雙向反激變換器是均衡電路的能量處理單元，負(fù)責(zé)被均衡電池與電池組之間的能量交換。

2 均衡電路的工作原理

2.1 均衡判據(jù)

通常，鋰離子電池的OCV-SOC 曲線存在一大段平臺(tái)期，在平臺(tái)期內(nèi)，SOC的差異只會(huì)導(dǎo)致微弱的開(kāi)路電壓差異，加之電池內(nèi)阻、極化等因素的影響，僅依靠端電壓不能精確反映電池實(shí)際狀態(tài)，因此本文采用SOC作為均衡判據(jù)。

在SOC估計(jì)方面，常用的方法有：開(kāi)路電壓法、安時(shí)積分法、神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)法、擴(kuò)展卡爾曼濾波法等等。由于開(kāi)路電壓無(wú)法在均衡過(guò)程中實(shí)時(shí)獲取，所以開(kāi)路電壓法無(wú)法應(yīng)用于電池均衡；安時(shí)積分法對(duì)電流采樣的精度有較高要求，測(cè)量誤差對(duì)結(jié)果影響較大；神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)法需要有大量的電池使用數(shù)據(jù)作為訓(xùn)練集；擴(kuò)展卡爾曼濾波法通過(guò)建立等效電路模型來(lái)模擬鋰電池內(nèi)部的動(dòng)態(tài)反應(yīng)過(guò)程，以在線測(cè)量的參數(shù)作為等效模型的輸入，并結(jié)合濾波算法估計(jì)SOC，降低了對(duì)采樣精度的依賴(lài)，也無(wú)需數(shù)據(jù)集，可以實(shí)時(shí)跟蹤SOC的變化，為均衡過(guò)程提供終止判據(jù)。綜上，本文采用擴(kuò)展卡爾曼濾波法估計(jì)單體電池SOC。

2.2 電池選通電路

被均衡電池通過(guò)選通電路連接至雙向反激變換器。如圖3 所示，選通電路由2n(n為單體電池?cái)?shù))個(gè)雙向開(kāi)關(guān)構(gòu)成，雙向開(kāi)關(guān)為一對(duì)反向串連的MOSFET，并以電池電壓為驅(qū)動(dòng)源，用光耦隔離驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

圖3 單體電池選通電路

以單體電池BT1與電池組之間的能量交換為例，電路的連接狀態(tài)如圖4 所示，紅色代表BT1的充(放)電電流回路，藍(lán)色代表電池組的放(充)電電流回路。圖5 展示了雙向開(kāi)關(guān)S1+的導(dǎo)通原理：高電平控制信號(hào)使光耦二次側(cè)導(dǎo)通，電壓大小為VBT2+VBT3+VBT4的驅(qū)動(dòng)源經(jīng)光耦、驅(qū)動(dòng)電阻RG和MOSFET體二極管構(gòu)成回路，向MOSFET 的柵源寄生電容充電，最終驅(qū)動(dòng)N 溝道MOSFET 導(dǎo)通，將單體電池BT1連接至變換器的初級(jí)側(cè)。在串聯(lián)電池組的高電位端，需要用P 溝道MOSFET組成選通開(kāi)關(guān)。

圖4 BT1充放電時(shí)的電路連接狀態(tài)

圖5 S1+的導(dǎo)通原理

本文充分利用選通電路不進(jìn)行高頻開(kāi)關(guān)的特點(diǎn)，設(shè)計(jì)了上述驅(qū)動(dòng)電路，無(wú)需額外的偏置電源和專(zhuān)用驅(qū)動(dòng)IC，即可實(shí)現(xiàn)選通電路的正確動(dòng)作，節(jié)省硬件開(kāi)銷(xiāo)。

2.3 雙向反激變換器

2.3.1 反激變換器的優(yōu)化

傳統(tǒng)單向反激變換器中只有一種高頻諧振問(wèn)題，但雙向反激變換器在原/副邊MOSFET導(dǎo)通/關(guān)斷的瞬間，均存在變壓器漏感與MOSFET 寄生輸出電容之間的高頻諧振問(wèn)題，產(chǎn)生的電磁干擾會(huì)影響電路的可靠運(yùn)行，若降額使用高耐壓的MOSFET解決諧振引發(fā)的高電壓應(yīng)力問(wèn)題，成本會(huì)被迫增加。

如圖6 所示，采用無(wú)源吸收電路抑制上述諧振問(wèn)題，并通過(guò)優(yōu)化變壓器漏感和緩沖電路參數(shù)，將耗散在吸收電路中的能量最小化，圖中RP、CP、RS、CS分別為初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)的吸收電阻與吸收電容。

圖6 基于無(wú)源吸收電路的雙向反激變換器

MOSFET 寄生二極管的正偏壓降通常在1.0 V 左右，且反向恢復(fù)特性較差，利用該二極管續(xù)流會(huì)產(chǎn)生較大的損耗，外部并聯(lián)肖特基二極管的做法則會(huì)增加電路成本。本文充分利用雙向反激變換器的硬件資源，使MOSFET 工作在同步整流模式，在不增加硬件開(kāi)銷(xiāo)的前提下，降低了續(xù)流損耗。

2.3.2 變換器關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)

變壓器是反激變換器的核心組件，根據(jù)被均衡電池的特性，可以確定變壓器的變比N和折算到初級(jí)側(cè)的勵(lì)磁電流峰值設(shè)定值ISET。假設(shè)被均衡電池的最大充、放電電流分別為IINmax、IOUTmax，則在單體電池充電時(shí)，需滿足以下不等式：

放電時(shí)，需滿足以下不等式：

綜合式(1)和式(2)，為了得到最大均衡電流，實(shí)現(xiàn)最快的均衡速度，須有：

為保證吸收電路有足夠低的支路阻抗，吸收電容取值如下：

此時(shí)可以忽略寄生輸出電容與漏感之間的諧振。以初級(jí)側(cè)吸收回路為例，其回路阻尼系數(shù)為：

一般而言，為了避免MOSFET 上過(guò)高的電壓應(yīng)力，諧振導(dǎo)致的電壓尖峰應(yīng)不超過(guò)電壓應(yīng)力穩(wěn)態(tài)值的120%，即：

σ% ≤20% (6)

根據(jù)欠阻尼二階系統(tǒng)的阻尼系數(shù)與超調(diào)量之間的關(guān)系，可得：

最終得到吸收電阻RP的取值范圍：

注意，RP取值過(guò)大會(huì)使吸收電路的阻抗增加，無(wú)法為諧振能量提供低阻抗通路。

3 均衡電路的優(yōu)勢(shì)對(duì)比

表1 從均衡速度、均衡效果、成本三個(gè)角度，將提出的均衡電路與四種常見(jiàn)的均衡電路作了對(duì)比。本文提出的均衡電路通過(guò)對(duì)均衡電流的主動(dòng)控制，實(shí)現(xiàn)了與變換器式均衡電路同樣的均衡效果，且在成本方面具有優(yōu)勢(shì)，但均衡速度稍慢。然而在諸如削峰填谷儲(chǔ)能電站、需量電費(fèi)管理儲(chǔ)能系統(tǒng)等場(chǎng)景中，均衡電路往往有足夠的動(dòng)作時(shí)間。以削峰填谷儲(chǔ)能電站為例，其電池的充放電過(guò)程是平穩(wěn)、慢速的。對(duì)于均衡電路而言，只需保證所有電池可以同時(shí)充電至SOC上限，并同時(shí)放電至SOC的設(shè)定下限，實(shí)現(xiàn)可用容量最大化即可。

表1 提出的方案與幾種傳統(tǒng)均衡電路的對(duì)比

以充電過(guò)程(充電電流0.2C)為例，假設(shè)電池初始SOC均勻分布在[10%,20%]的區(qū)間內(nèi)，要求所有電池同時(shí)充電至SOC=100%。若采用雙向反激變換器構(gòu)建傳統(tǒng)的DC-DC 變換器式均衡電路進(jìn)行SOC均衡(均衡電流設(shè)為0.1C)，則期望耗時(shí)為0.5 h；而采用提出的方案進(jìn)行均衡時(shí)，在單個(gè)變換器參數(shù)完全一致的情況下，期望耗時(shí)為0.25nh(n為串聯(lián)單體電池的數(shù)量)?？紤]到需要有一定的均衡能力裕量，n取為6。

兩個(gè)均衡過(guò)程的仿真結(jié)果如圖7 所示，6 節(jié)電池的初始SOC分別為10%、12%、14%、16%、18%、20%。從圖7 中可以看出，提出的均衡電路在少于傳統(tǒng)方案6 倍的時(shí)間內(nèi)完成了對(duì)電池的均衡，表明其具有較高的硬件資源利用率。

圖7 兩種均衡方案的均衡過(guò)程對(duì)比

表2 以6 節(jié)串聯(lián)單體電池的均衡為例，量化對(duì)比了提出的方案和傳統(tǒng)反激變換器式均衡電路在成本方面的差異。從表2 中可以看出，所提方案使用了數(shù)量較少的功率開(kāi)關(guān)和變壓器，且額外引入了選通開(kāi)關(guān)，具有較為明顯的成本優(yōu)勢(shì)。

表2 提出的方案與傳統(tǒng)反激變換器式均衡電路的成本對(duì)比(僅不同之處)

4 樣機(jī)實(shí)驗(yàn)

搭建了一臺(tái)包含6 節(jié)鋰離子單體電池(LR1865SZ，天津力神)的均衡電路樣機(jī)，如圖8 所示，雙向反激變換器的具體參數(shù)如下：變壓器變比N=1∶1，勵(lì)磁電感LM=41.3 μH，原邊漏感LKP=0.31 μH，副邊漏感LKS=0.30 μH，吸收電容CP=CS=3.3 nF，吸收電阻RP=RS=27.0 Ω，主回路MOSFET 選用IPP180N10N3，選通電路中的MOSFET 選用WSP6946（雙N 溝道）和VBA4658（雙P 溝道），驅(qū)動(dòng)光耦選用TLP187。6 節(jié)單體電池靜置后的初始電壓分別為4.007、4.187、4.003、3.946、4.006、4.002 V，即單體電池BT2需要放電，而B(niǎo)T4需要充電。

圖8 均衡電路樣機(jī)

BT2放電至電池組的實(shí)驗(yàn)波形如圖9(a)所示，電池組向BT4充電的實(shí)驗(yàn)波形如圖9(b)所示，從圖中可以看出，雙向反激變換器實(shí)現(xiàn)了被均衡單體電池與電池組之間的能量交換。同時(shí)，在MOSFET 導(dǎo)通/關(guān)斷的瞬間，QP、QS的電壓應(yīng)力并無(wú)明顯過(guò)沖，這說(shuō)明無(wú)源吸收電路很好地抑制了漏感與MOSFET 寄生輸出電容之間的諧振。

圖9 均衡電路關(guān)鍵波形

圖10展示了均衡過(guò)程中單體電池SOC和端電壓的變化軌跡，為體現(xiàn)均衡效果，均衡過(guò)程中插入了兩段10 min 的靜置過(guò)程，分別是30～40 min、70～80 min。圖10(a)表明所有電池的SOC在70 min 時(shí)實(shí)現(xiàn)一致，圖10(b)則表明靜置之后所有單體電池的端電壓也實(shí)現(xiàn)一致，說(shuō)明達(dá)到了電池均衡的目的。

圖10 電池狀態(tài)變量的變化軌跡

5 結(jié)論

本文提出了一種新型低成本電池均衡電路，詳細(xì)介紹了均衡電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和參數(shù)設(shè)計(jì)方法。通過(guò)與多種傳統(tǒng)均衡電路的對(duì)比分析、仿真驗(yàn)證，并搭建一臺(tái)包含6 節(jié)單體電池的均衡電路樣機(jī)，驗(yàn)證了提出的均衡電路在保證均衡效果和均衡速度的同時(shí)，降低了電路的成本，有效補(bǔ)足了非耗散型均衡電路的短板。