宋文剛 張立軍 張晶 王冠鷹?

1)(中國科學(xué)院微電子研究所,北京 100029)

2)(中國科學(xué)院大學(xué),北京 100049)

硅漂移探測器(silicon drift detector,SDD)是一種高性能X 射線探測器,具有極其廣泛的應(yīng)用.SDD 射線探測系統(tǒng)由SDD 器件、前置放大器和脈沖處理系統(tǒng)組成,現(xiàn)有的SDD 脈沖處理系統(tǒng)存在脈沖堆積抑制性能差以及易受前級系統(tǒng)參數(shù)波動影響的問題,導(dǎo)致探測系統(tǒng)性能變差.本文提出一種SDD 數(shù)字脈沖處理系統(tǒng),在該系統(tǒng)中,模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog-to-digital converter,ADC)直接采樣前置放大器的輸出,并將數(shù)據(jù)傳輸?shù)綌?shù)字脈沖處理平臺進行處理.結(jié)合SDD 器件與前置放大器的信號特性,分析ADC 采樣位數(shù)與采樣頻率對系統(tǒng)性能的影響;提出兩種優(yōu)化的ADC 采樣電路,防止因ADC 采樣位數(shù)不足引起能量分辨率變差.對數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)中的脈沖成形算法進行研究,結(jié)果表明成形信號不會因前級系統(tǒng)的參數(shù)變化而畸變,證明了該數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)的魯棒性.建立完成SDD 數(shù)字脈沖處理系統(tǒng),并對系統(tǒng)進行測試,驗證了系統(tǒng)的正確性.

1 引言

硅漂移探測器(silicon drift detector,SDD)是由高阻硅制成的X 射線探測器,相比于Si-PIN等探測器,SDD 器件采用側(cè)向耗盡結(jié)構(gòu)設(shè)計,電荷輸運電場與探測器耗盡電場相對獨立,電荷收集極電容與探測器面積無關(guān),使收集極電容非常小,因而具備優(yōu)異的能量分辨率和計數(shù)率性能[1-5].由于這些顯著優(yōu)勢,SDD 被廣泛應(yīng)用于粒子物理實驗、材料元素分析和脈沖星導(dǎo)航等領(lǐng)域[6-9].

SDD 讀出電路及其脈沖處理對系統(tǒng)性能起著關(guān)鍵作用.基于互補金屬氧化物半導(dǎo)體(complementary metal oxide semiconductor,CMOS)技術(shù)的脈沖復(fù)位型電荷靈敏前置放大器具有噪聲低、計數(shù)率高和增益穩(wěn)定等特點,逐漸成為SDD 最常用的第一級讀出電路[3,10].前置放大器的輸出信號需要經(jīng)過脈沖處理,才能準確獲得由X 射線入射引起的脈沖信號幅度[11].目前,有兩種常用的脈沖處理系統(tǒng)可用于對SDD 前置放大器的輸出信號進行處理.第一種是采用模擬電路設(shè)計的模擬脈沖處理系統(tǒng),系統(tǒng)中的濾波成形、基線消除和峰值保持等模塊均由模擬電路實現(xiàn),用模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog-todigital converter,ADC)采集系統(tǒng)最后的輸出并傳輸?shù)蕉嗟婪治鰞x(multi-channel analyzer,MCA),從而獲得射線源能譜[5,12].模擬脈沖處理系統(tǒng)具有功耗低和面積小等優(yōu)點,但是脈沖堆積抑制性能較差,使計數(shù)率低于數(shù)字脈沖處理系統(tǒng).傳統(tǒng)的SDD 數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)采用微分電路從前置放大器輸出信號中提取出有效信號,然后對該信號進行放大以匹配ADC 輸入范圍,ADC 對放大后的信號采樣并將數(shù)據(jù)傳輸?shù)綌?shù)字處理單元,由數(shù)字處理單元實現(xiàn)脈沖處理的功能[13,14].這類系統(tǒng)能充分發(fā)揮SDD 器件高能量分辨率和高計數(shù)率的優(yōu)勢,但是容易受到前級系統(tǒng)參數(shù)波動的影響[15,16],導(dǎo)致能量分辨率變差.

本文提出一種數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)以解決現(xiàn)有SDD 脈沖處理系統(tǒng)存在的問題.在該系統(tǒng)中,ADC對前置放大器的輸出信號直接采樣,采樣數(shù)據(jù)傳輸?shù)綌?shù)字處理單元以實現(xiàn)數(shù)字脈沖處理.對ADC 參數(shù)與系統(tǒng)性能的關(guān)聯(lián)進行了分析,針對ADC 量化噪聲導(dǎo)致能量分辨率變差的問題,提出了兩種優(yōu)化的ADC 采樣電路;對數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)中濾波成形算法在前級系統(tǒng)參數(shù)變化下的輸出結(jié)果進行分析,與傳統(tǒng)方案進行對比,本系統(tǒng)能夠有效避免因前級系統(tǒng)參數(shù)變化帶來的影響.基于該數(shù)字脈沖處理方案,建立了相應(yīng)的實際系統(tǒng)并對其進行測試.測試結(jié)果證明了該方案的可行性.

2 數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)

本節(jié)給出SDD 數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)方案,并對系統(tǒng)內(nèi)部組成進行介紹.根據(jù)前置放大器的信號特性,對ADC 參數(shù)與系統(tǒng)性能的關(guān)系進行分析,并提出兩種優(yōu)化的ADC 采樣電路.由于數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)中的脈沖成形算法對系統(tǒng)具有重要影響,對本系統(tǒng)中的成形算法進行了研究.

2.1 系統(tǒng)設(shè)計

針對現(xiàn)有SDD 脈沖處理系統(tǒng)存在的問題,提出一種SDD 數(shù)字脈沖處理系統(tǒng),如圖1 中虛線框內(nèi)所示.SDD 的電荷信號被脈沖復(fù)位型電荷靈敏前置放大器(charge sensitive pre-amplifier,CSA)轉(zhuǎn)換為電壓信號后,ADC 直接對前置放大器的輸出采樣,并將數(shù)據(jù)傳輸?shù)綌?shù)字脈沖處理單元進行處理.

圖1 SDD 數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)Fig.1.Digital pulse processing system for SDD.

數(shù)字脈沖處理單元的內(nèi)部系統(tǒng)如圖2 所示,主要由快成形、慢成形、堆積抑制、基線消除、幅度檢測和能譜存儲等模塊組成[11,17].快成形采用較短的成形時間對前置放大器的輸出信號成形,判別粒子的入射時間;相比較而言,慢成形的成形時間更長,有利于抑制噪聲和彈道虧損;堆積抑制模塊根據(jù)快成形的輸出信號,得出相鄰粒子之間的時間間隔,再結(jié)合慢成形時間,判斷是否發(fā)生脈沖堆積;在堆積抑制模塊的控制下,基線消除模塊實時監(jiān)測基線的變化,用脈沖峰值減去基線獲得幅度值;能譜存儲模塊依據(jù)幅度的大小,累加到對應(yīng)道址的計數(shù)值中,從而積累出能譜.

圖2 數(shù)字脈沖處理單元內(nèi)部組成Fig.2.Internal components of digital pulse processing unit.

2.2 前級信號特性與ADC參數(shù)分析

SDD 本質(zhì)上是反向偏置的二極管,沒有射線入射時,陽極存在漏電流Ileak[18];當X 射線入射到SDD 中時,激發(fā)產(chǎn)生電子-空穴對,電子在漂移電場的作用下向陽極漂移,形成脈沖電流信號,脈沖電流的總電荷量Q=qE/w,其中,q為電子電荷量,E為X 射線能量,w為SDD 平均電離能[19].

前置放大器對SDD 陽極漏電流和脈沖電流積分,得到對應(yīng)的總電荷,并將電荷信號轉(zhuǎn)換為電壓信號進行輸出[20],如(1)式所示,式中Cf為前置放大器反饋電容;Qi表示第i個粒子電離產(chǎn)生的電荷量;ti為入射時間;τc為上升時間常數(shù),與電荷收集時間以及前置放大器響應(yīng)速度有關(guān);u(t)表示階躍函數(shù).前置放大器的輸出波形如圖3 所示,信號中的線性上升部分對應(yīng)漏電流的積分,階躍信號對應(yīng)脈沖電流的積分.前置放大器的輸出信號動態(tài)范圍通常達到2—3 V,而階躍信號的幅度通常只有幾毫伏到幾十毫伏,因此,ADC 的采樣位數(shù)對系統(tǒng)性能有重要影響;同時,ADC 采樣頻率與系統(tǒng)性能也有一定關(guān)聯(lián).下文將對ADC 參數(shù)與系統(tǒng)性能的關(guān)系進行分析.

圖3 前置放大器輸出信號Fig.3.Preamplifier output signal.

2.2.1 ADC 采樣位數(shù)

在將模擬信號量化為數(shù)字信號的過程中,有限的采樣位數(shù)會引起量化誤差.ADC 的量化誤差在—1/2Δ—+1/2Δ范圍內(nèi)服從均勻分布,其中,Δ為ADC 量化步長,表達式為[21]:

式中,Vdyn為ADC 輸入范圍,其值與前置放大器輸出信號的動態(tài)范圍相匹配;N為ADC 采樣位數(shù).根據(jù)均勻分布的方差計算公式可得量化誤差的標準差為

X 射線粒子引起的階躍信號幅度遠小于Vdyn,ADC 的量化誤差對能量分辨率的影響不可忽略,在能量分辨率表達式中加入量化誤差因子σADC,得到(4)式,其中,FWHM 為能量分辨率指標,σFano,σC和σENC分別為探測器法諾效應(yīng)、電荷收集效率和電子學(xué)噪聲引起的噪聲因子[18,22].

為了將量化誤差的標準差σqe轉(zhuǎn)換為以能量為單位的σADC,需要用σqe除以前置放大器的轉(zhuǎn)換增益,表1 列出了幾種常用的前置放大器反饋電容及其轉(zhuǎn)換增益,轉(zhuǎn)換增益與探測器材料的平均電離能有關(guān),表中的數(shù)據(jù)以硅平均電離能3.62 eV 計算得出[23].

為了更清楚地分析ADC 采樣位數(shù)的影響,只考慮(4)式中法諾效應(yīng)和量化誤差因子.根據(jù)文獻數(shù)據(jù),法諾因子設(shè)定為0.117[23];SDD 在55Fe 放射源5.89 keV 處的FWHM 值常作為能量分辨率的判別標準,在此也將以5.89 keV 處的能量分辨率作為研究對象,SDD 在5.89 keV 處的法諾極限約為117.62 eV＠5.89 keV;ADC 的輸入范圍設(shè)定為3.3 V,在12—18 bits 范圍內(nèi)改變采樣位數(shù).結(jié)合表1 中前置放大器轉(zhuǎn)換增益和(4)式,得到能量分辨率與采樣位數(shù)的關(guān)系,如圖4 所示.

表1 前置放大器反饋電容與轉(zhuǎn)換增益Table 1.The feedback capacitors and conversion gains of preamplifiers.

圖4 FWHM 和采樣位數(shù)的關(guān)系Fig.4.Relationship between FWHM and sample bits.

從圖4 可以看出,隨著采樣位數(shù)增加,量化誤差降低,能量分辨率逐漸改善并趨近于法諾極限.在相同的采樣位數(shù)下,前置放大器轉(zhuǎn)換增益越高,能量分辨率越好.對轉(zhuǎn)換增益分別為0.35,0.88 和1.76 mV/keV 的前置放大器,為了使量化誤差的影響可忽略不計,所需要的采樣位數(shù)至少為17,16 和15 bits.

2.2.2 ADC 采樣頻率

在數(shù)字系統(tǒng)中,離散時間信號可表示為X[nTs],其中,n為時間序列;Ts為采樣周期,等于采樣頻率Fs的倒數(shù).成形時間在數(shù)字系統(tǒng)中可表示如下:

式中,Ns為數(shù)字系統(tǒng)中對應(yīng)的采樣點數(shù).成形時間會影響FWHM 公式(4)中的電子學(xué)噪聲,對應(yīng)關(guān)系如(6)式所示,其中,Aw為串聯(lián)白噪聲系數(shù),Af為閃爍噪聲系數(shù),Ap為并聯(lián)白噪聲系數(shù)[24].

當保持成形時間不變時,Ns隨采樣頻率的改變而改變,對噪聲的濾波效果會發(fā)生改變,從而影響能量分辨率.參照圖2 建立仿真系統(tǒng),前置放大器轉(zhuǎn)換增益設(shè)置為1.76 mV/keV,粒子能量和法諾因子的設(shè)置與采樣位數(shù)分析中一致,粒子能量與轉(zhuǎn)換增益的乘積即為信號幅度Amp.由(6)式可知,閃爍噪聲對等效噪聲電荷的貢獻不隨成形時間的改變而改變,因此僅考慮串聯(lián)和并聯(lián)白噪聲的影響.串聯(lián)和并聯(lián)白噪聲的產(chǎn)生方式如(7)式所示[25],式中,R[n]表 示隨機數(shù)產(chǎn)生函數(shù);Ns[n] 和σs分別表示串聯(lián)白噪聲及其噪聲標準差;Np[n]和σp分別表示并聯(lián)白噪聲及其噪聲標準差.串聯(lián)和并聯(lián)白噪聲的參數(shù)設(shè)置列于表2 中.采用梯形成形作為慢成形,成形時間設(shè)置為0.8 μs,采樣頻率范圍為10—100 MHz;對以上系統(tǒng)進行仿真,結(jié)果如圖5 所示.

表2 串聯(lián)和并聯(lián)噪聲參數(shù)設(shè)置Table 2.Serial and parallel noise parameter settings.

圖5 FWHM 和采樣頻率間的關(guān)系Fig.5.Relationship between FWHM and sample rate.

在噪聲條件1 中,串聯(lián)白噪聲標準差與信號幅度的比值為2.65%,并聯(lián)白噪聲標準差與串聯(lián)白噪聲標準差的比值為2%,此時,隨著采樣頻率的提高,能量分辨率沒有顯著的改善;在噪聲條件2 中,保持串聯(lián)白噪聲標準差與信號幅度的比值不變,降低并聯(lián)白噪聲標準差與串聯(lián)白噪聲標準差的比值到0.5%,得到圖5 中三角形標示的曲線,可以看出,隨著采樣頻率的提高,能量分辨率迅速得到改善;相比噪聲條件1,噪聲條件3 中的并聯(lián)和串聯(lián)白噪聲標準差比值不變,但是降低了串聯(lián)白噪聲標準差與信號幅度的比值,此時,隨著采樣頻率增加,能量分辨率很快接近極限值.

由上述結(jié)果可以得出,串聯(lián)白噪聲占主導(dǎo)作用時,可通過選擇高采樣率的ADC 來改善分辨率;當并聯(lián)白噪聲起主要作用時,提高采樣頻率無法使系統(tǒng)性能得到提升;而當串聯(lián)和并聯(lián)白噪聲標準差相對信號幅度很小時,采用較低采樣頻率的ADC也能實現(xiàn)較高的能量分辨率.

在高計數(shù)率下,需要減小成形時間以降低脈沖堆積的概率,成形時間可低至幾十納秒,為了保證有足夠的濾波點數(shù)Ns,采樣頻率不可過低.因此,需要結(jié)合噪聲抑制與計數(shù)率需求,合理選擇ADC采樣頻率.

2.2.3 優(yōu)化的ADC 采樣電路

結(jié)合上述分析可知,ADC 采樣位數(shù)對能量分辨率有影響,采樣頻率對能量分辨率和計數(shù)率有影響.隨著SDD 器件及其讀出電路設(shè)計和制備技術(shù)的發(fā)展,SDD 器件漏電流和前置放大器電路噪聲得到了極大的優(yōu)化,降低了前級系統(tǒng)的噪聲,采用較低的采樣頻率也能滿足噪聲抑制和高計數(shù)率的要求[3,19,20].因此,在脈沖處理系統(tǒng)中,主要是ADC采樣位數(shù)對能量分辨率有重要影響.

有限的采樣位數(shù)造成能量分辨率變差的程度,與ADC 采樣位數(shù)N、ADC 輸入范圍Vdyn和前級電路轉(zhuǎn)換增益Gcv有關(guān).此處主要從電路設(shè)計的角度來降低量化誤差的影響,因此,關(guān)注的對象是ADC 輸入范圍Vdyn和轉(zhuǎn)換增益Gcv.

由(2)式和(3)式可知,在采樣位數(shù)N一定的情況下,量化誤差的標準差與ADC 輸入范圍Vdyn成正相關(guān),采用較小輸入范圍的ADC 能使量化誤差減小.但是較小的Vdyn會使前置放大器的輸出信號超出ADC 輸入范圍,使采集的數(shù)據(jù)飽和.利用數(shù)模轉(zhuǎn)換器(digital-to-analog converter,DAC)來動態(tài)調(diào)整前端電子學(xué)的參考電平,能避免數(shù)據(jù)飽和的問題,如圖6 所示.

圖6 DAC 反饋參考電平Fig.6.DAC feedback reference.

前置放大器的信號輸入到差分放大器正相輸入端,反相輸入端的電平由DAC 控制;差分放大器將輸入信號轉(zhuǎn)換為差分信號,輸入到ADC;ADC采樣后將數(shù)據(jù)傳輸?shù)綌?shù)字脈沖處理平臺;數(shù)字脈沖處理平臺根據(jù)ADC 傳送來的數(shù)據(jù),實時調(diào)整DAC的輸出,使差分放大器的輸出信號保持在ADC 的輸入范圍內(nèi),防止數(shù)據(jù)飽和.在差分放大器放大倍數(shù)為1 的情況下,采用較小的ADC 輸入范圍實現(xiàn)等效采樣位數(shù)的提升,即

式中,Vdyn表示原有較大的ADC 輸入范圍.需要注意的是,DAC 的精度問題也不能忽視,應(yīng)該盡量選擇精度較高的DAC 來實現(xiàn)反饋控制.

一個更簡單的方式是減小前置放大器輸出信號的動態(tài)范圍,然后采用差分放大器將信號放大后再由ADC 采樣,如圖7 所示.圖中,VBias等于前置放大器輸出信號的中值,用于匹配前置放大器信號的偏移[20].差分放大器的輸出和等效提升采樣位數(shù)為

圖7 前置放大器輸出信號放大后采樣Fig.7.Sampling after the preamplifier output signal is amplified.

式中,R2/R1表示差分放大器的放大倍數(shù),Vo(t)為前置放 大器輸出信號,Vout(t)為差分 放大器輸出信號.

前置放大器輸出信號直接放大的方法具有設(shè)計簡單和成本低等優(yōu)勢,適用于前置放大器轉(zhuǎn)換增益較大的情況.DAC 反饋參考電平利用DAC 來動態(tài)調(diào)整反相輸入電壓,因此可采用較小動態(tài)范圍的ADC 器件,減小量化誤差,同時電路中的差分放大器還可提供一定的增益,更進一步降低對ADC采樣位數(shù)的需求,但是電路設(shè)計更為復(fù)雜,適用于前置放大器轉(zhuǎn)換增益較小的情況.

2.3 脈沖成形算法

脈沖成形是脈沖處理系統(tǒng)中關(guān)鍵的算法,對系統(tǒng)的能量分辨率和計數(shù)率等性能起著重要作用.梯形成形算法在抑制脈沖堆積和彈道虧損等非理想因素方面具有優(yōu)異的性能,因而被廣泛用于數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)中[26,27].用梯形脈沖的z變換表達式除以前置放大器輸出信號的z變換表達式,可以獲得梯形成形的傳遞函數(shù),如(10)式所示,具體推導(dǎo)過程可參考相關(guān)研究論文[27].

根據(jù)(4)式,前級系統(tǒng)參數(shù)的波動可能來自探測器漏電流Ileak和電荷收集時間的變化,其中電荷收集時間的影響被稱為彈道虧損,關(guān)于梯形成形在抑制彈道虧損上的優(yōu)異性能已經(jīng)有許多報道[26,28],此處僅討論探測器漏電流Ileak變化帶來的影響.

漏電流Ileak變化會引起前置放大器輸出信號上升斜率的變化,上升斜率R≈Ileak/Cf,其值通常在幾伏每秒到數(shù)千伏每秒之間.在不同上升速率的前放信號上疊加一個階躍信號,分析由漏電流變化引起的成形結(jié)果的改變.分別設(shè)置信號的上升斜率為0,100,500 和1000 V/s,疊加幅度為0.016 V的階躍信號;梯形成形上升時間設(shè)置為1 μs,平頂寬度為0.5 μs,得到成形結(jié)果如圖8 所示.可以看出,上升斜率的改變不會導(dǎo)致梯形形狀畸變,僅僅是基線與峰值整體出現(xiàn)偏移,上升斜率越大,偏移量越大.

圖8 不同上升斜率下的梯形成形結(jié)果Fig.8.Trapezoidal shaping results with different ascending slope.

為了檢驗基線與峰值的偏移量是否相等,將各自的數(shù)值與上升斜率R的關(guān)系畫在圖9 中,基線與峰值保持平行,并且分別與Y軸交于點(0,0)和(0,0.016),因此成形后梯形的幅度不隨上升斜率的變化而變化.需要說明的是,以上分析是在成形時間1 μs 下進行的,分析結(jié)果適用于其他成形時間.

圖9 基線與峰值隨上升斜率的變化Fig.9.The change of baseline and peak value with ascending slope.

對于傳統(tǒng)的SDD 射線探測系統(tǒng),受環(huán)境溫濕度和電路老化等因素影響,前置放大器與數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)的中間級電子學(xué)參數(shù)發(fā)生波動,會引起梯形成形的結(jié)果發(fā)生畸變,導(dǎo)致能量分辨率變差[15,16].因此,相對比而言,本文提出的新型數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)具有更強的魯棒性.

3 實驗系統(tǒng)及測試結(jié)果

在本文提出的數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)中,ADC 直接對前置放大器的輸出信號采樣,而前置放大器的信號非常微弱,因此ADC 的參數(shù)對系統(tǒng)性能有重要影響.由對ADC 與系統(tǒng)性能的關(guān)系分析可知,主要是ADC 采樣位數(shù)對能量分辨率的影響較大.本文提出的數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)主要面向轉(zhuǎn)換增益為1.76 mV/keV 的前級系統(tǒng),該增益較大,采用前置放大器輸出信號放大后采樣的電路結(jié)構(gòu)(圖7),選擇采樣位數(shù)為16 bits 的ADS5560 為采樣ADC,采樣頻率為40 MHz.ADS5560 為差分輸入,需要用全差分放大器將前置放大器的單端信號轉(zhuǎn)換為差分信號,設(shè)計中選擇LMH6552 作為差分放大單元.

數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)要實時對脈沖信號進行處理,否則過多的無用信號會占用大量存儲空間,或者使系統(tǒng)死時間增大.現(xiàn)場可編程門陣列(field programmable gate array,FPGA)具有并行計算和可重構(gòu)等優(yōu)勢,非常適合脈沖信號實時處理.根據(jù)實際需求以及后期的可擴展性考慮,選擇Xilinx公司型號為XC7A35T 的FPGA 作為數(shù)字脈沖處理平臺,并將圖2 中的數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)實施到FPGA 中.為了便于控制與數(shù)據(jù)傳輸,為數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)設(shè)計了上位機軟件.

首先用信號發(fā)生器(Keysight 33600A)作為前級系統(tǒng),對數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)進行測試驗證,測試框圖如圖10 所示.當有X 射線入射到SDD 中時,前置放大器輸出鋸齒波與階躍的疊加信號,在前面的分析中已經(jīng)證明,信號的上升斜率不影響脈沖幅度的提取,所以用信號發(fā)生器產(chǎn)生階躍信號來模擬SDD 和前置放大器的輸出信號.固定階躍信號幅度為100 mV,在3.2 μs 成形時間下得到圖11所示的單譜峰,受信號發(fā)生器精度和采樣電路噪聲影響,譜線FWHM 為3.48 道,由于此時數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)尚未采用放射源進行標定,還不能獲悉其等效噪聲電荷值.以10 mV 為幅度梯度,從10 mV 開始逐漸遞增階躍信號的幅度到100 mV,測得系統(tǒng)非線性度如圖12 所示,可以看出,數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)最大非線性度小于0.5%,滿足能譜處理需求[29].

圖10 用信號發(fā)生器測試數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)Fig.10.Test digital pulse processing system with a signal generator.

圖11 固定階躍信號幅度下的單譜峰Fig.11.Single spectra peak with fixed step signal amplitude.

圖12 數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)非線性度Fig.12.Non-linearity of digital pulse processing system.

采用KETEK 的SDD 探頭(AXAS-D-H20LE)作為前級系統(tǒng)對數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)進行實際測試,探頭內(nèi)部集成SDD 器件、前置放大器和半導(dǎo)體制冷器等部件;55Fe 作為放射源,在3.2 μs 的成形時間下得到能譜,結(jié)果如圖13 所示,能量分辨率為154 eV＠5.89 keV,測試系統(tǒng)總的等效噪聲電荷(equivalent noise charge,ENC)為11.61 e-.

圖13 55Fe 能譜測試結(jié)果Fig.13.Spectra test results of 55Fe.

用55Fe 完成能譜的標定,結(jié)合信號發(fā)生器測得的噪聲峰FWHM 3.48 道,計算得出數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)自身的ENC 為3.72 e-;可以看出,數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)的噪聲對能量分辨率的影響較小,驗證了數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)的正確性.

需要說明的是,能量分辨率測試結(jié)果與SDD器件的最優(yōu)分辨率127 eV＠5.89 keV 尚有差距[14].引起能譜展寬的因素有法諾效應(yīng)、電荷收集效率和電子學(xué)噪聲;法諾效應(yīng)與電荷收集效率是探測器(偏壓和溫度等固定)的固有特性,不隨成形時間的變化而變化;電子學(xué)噪聲包含串聯(lián)白噪聲、閃爍噪聲和并聯(lián)白噪聲[18],根據(jù)(6)式,串聯(lián)白噪聲隨成形時間增大而減小,閃爍噪聲不隨成形時間的改變而改變,并聯(lián)白噪聲隨成形時間的增大而增大[24].各影響因素與成形時間的關(guān)系如表3 所列.

表3 能量分辨率影響因素與成形時間的關(guān)聯(lián)Table 3.Relations between energy resolution impact factors and shaping time.

在成形時間6.4 μs 下對系統(tǒng)能量分辨率進行測試,得到176 eV＠5.89 keV,可以發(fā)現(xiàn),隨著成形時間增加,能量分辨率變差,結(jié)合表3 可知,系統(tǒng)中的并聯(lián)白噪聲起主導(dǎo)作用.并聯(lián)白噪聲與探測器漏電流成正相關(guān),由以下公式表示:

式中,A1為與成形方式有關(guān)的系數(shù),由此可知,測試中SDD 漏電流偏大導(dǎo)致并聯(lián)白噪聲的影響較大,使能量分辨率降低.在測試中使用的SDD 采用AP3.3 作為保護窗,環(huán)境光容易穿透保護窗進入SDD,而且SDD 探頭的制冷溫度不足,這些因素導(dǎo)致SDD 的漏電流偏高,使并聯(lián)白噪聲增加[20],與上述推論一致.

4 結(jié)論

本文針對現(xiàn)有SDD 脈沖處理系統(tǒng)存在的脈沖堆積抑制性能差以及易受前級電路參數(shù)波動影響的問題,提出一種SDD 數(shù)字脈沖處理系統(tǒng),在該系統(tǒng)中,ADC 直接采樣前置放大器的輸出并將數(shù)據(jù)傳輸?shù)綌?shù)字脈沖處理平臺進行處理.由于ADC直接采樣前置放大器輸出信號,ADC 的參數(shù)對系統(tǒng)性能有重要影響.基于前置放大器工作原理,建立了前置放大器輸出信號表達式,并分析了ADC采樣位數(shù)和采樣頻率對系統(tǒng)性能的影響,分析結(jié)果顯示主要是ADC 采樣位數(shù)對能量分辨率有巨大的影響.提出了DAC 反饋參考電平和放大后采樣兩種優(yōu)化的采樣電路,以減小ADC 采樣位數(shù)的影響.研究前置放大器輸出信號上升斜率對數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)中的梯形成形結(jié)果的影響,隨著上升斜率的改變,梯形脈沖的波形沒有發(fā)生畸變,而梯形脈沖的基線和峰值出現(xiàn)整體偏移,兩者的偏移量相等,不影響脈沖幅度的提取,這證明新型數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)能夠抵抗前級系統(tǒng)參數(shù)波動帶來的影響.建立了數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)的硬件平臺并將數(shù)字處理算法實施到FPGA 中,用55Fe 作為放射源對SDD 探頭進行輻射,測得了55Fe 的能譜,驗證了數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)的可行性.在后續(xù)工作中,將會把本文提出的數(shù)字脈沖處理系統(tǒng)應(yīng)用到更多類型的射線探測器中,包括高純鍺探測器和Si-PIN 等.

感謝鄭占旗博士關(guān)于串/并聯(lián)白噪聲及其采樣的討論.