王生東 李浩然 顧占彪 張之梁 任小永

便攜式充電CRM圖騰柱功率因數(shù)校正過零檢測延遲與交錯相位誤差補償控制

王生東1李浩然2顧占彪3張之梁1任小永1

（1. 南京航空航天大學(xué)自動化學(xué)院 南京 211106 2. 安徽大學(xué)電氣工程與自動化學(xué)院 合肥 230039 3. 中國電子科技集團公司第十三研究所 石家莊 050051）

圖騰柱功率因數(shù)校正（PFC）被廣泛應(yīng)用于電動汽車充電機以提高充電效率。該文提出考慮零電壓開通（ZVS）裕度和輕載頻率限制的全范圍ZVS控制模型，全電壓范圍內(nèi)實現(xiàn)完全ZVS開通。分析了電流過零檢測（ZCD）延遲對輸入電流總諧波畸變率（THD）的影響，提出基于在線時間計算模型的ZCD延遲補償方法，滿載電流THD降低1.4%。針對兩相交錯相位誤差，提出考慮開關(guān)周期變化量的相位誤差補償方法，提高交錯精度，滿載THD進一步降低0.5%。最后，搭建了一臺3kW便攜式充電機，驗證所提控制策略的有效性，充電機前級圖騰柱PFC最高效率為98.8%，整機最高充電效率為96.6%，滿載THD為2.4%，相比補償前降低1.9%。

便攜式充電 臨界電流模式 圖騰柱功率因數(shù)校正 電流過零檢測 交錯并聯(lián)

0 引言

電動汽車因其高效的能源利用率而受到廣泛關(guān)注[1-3]，車載充電機作為電網(wǎng)與電動汽車動力電池的能量交互接口，成為電動汽車的核心零部件。與車載充電機相比，便攜式充電機在出現(xiàn)故障時可以輕松更換，無需整車維修，售后維護成本顯著降低，但要求質(zhì)量輕、體積小、效率高，因此高效率和高功率密度是極其重要的指標(biāo)[4]。

文獻[5]提出了兩級式SiC車載充電機拓撲架構(gòu)，如圖1所示，前級交錯并聯(lián)圖騰柱功率因數(shù)校正（Power Factor Correction, PFC）變換器工作在連續(xù)電流模式（Continuous Current Mode, CCM），實現(xiàn)單位功率因數(shù)校正，后級全橋LLC諧振變換器作為電動汽車電池接口，實現(xiàn)高效率的高頻隔離。

圖1 兩級式車載充電機拓撲

CCM模式下圖騰柱PFC工作在硬開關(guān)狀態(tài)，器件開關(guān)損耗限制了開關(guān)頻率的提升，從而導(dǎo)致PFC電感體積難以減小，限制了便攜式充電機功率密度的提升。另一方面，高母線電壓導(dǎo)致硬開關(guān)狀態(tài)下CCM圖騰柱PFC的開關(guān)損耗更大，充電機效率難以提高。臨界導(dǎo)通模式（Critical Conduction Mode, CRM）圖騰柱PFC具有零電壓開關(guān)（Zero Voltage Switching, ZVS）能力，有助于提高開關(guān)頻率，從而減小電感體積，提升充電機功率密度。

對于CRM圖騰柱PFC，當(dāng)in＞0.5bus時，由于電感中存儲的能量不足，無法自然實現(xiàn)ZVS[6]。為了保證全工頻電壓范圍內(nèi)實現(xiàn)ZVS，基本控制思路是延長同步整流（Synchronous Rectifier, SR）開關(guān)管的導(dǎo)通時間，使電感電流達到主開關(guān)管ZVS開通所需的負電流[7-8]。然而，文獻[7]中ZVS只能在一個瞬間實現(xiàn)，開關(guān)管不能逐周期實現(xiàn)完全ZVS，因而產(chǎn)生部分開通損耗，導(dǎo)致效率降低。另外，輕載情況下，變換器開關(guān)頻率將顯著提高，嚴(yán)重影響輕載效率和控制的實現(xiàn)。文獻[9]提出一種自適應(yīng)控制方法，同時考慮了ZVS裕度和輕載頻率限制，但控制比較復(fù)雜，且沒有考慮零電流檢測（Zero-Current-Detection, ZCD）延遲的影響。

CRM圖騰柱PFC電感電流通常采用滯環(huán)電流控制[10-11]和變導(dǎo)通時間控制[12-13]兩種控制方法。滯環(huán)電流控制可以在滯環(huán)內(nèi)很好地調(diào)節(jié)電感電流峰值和谷值，但在高頻應(yīng)用中瞬時電流檢測尤其具有挑戰(zhàn)性。變導(dǎo)通時間控制通過ZCD獲得電感電流過零信號，并通過實時計算的導(dǎo)通時間來實現(xiàn)開關(guān)管動作。該方法雖然避免了高頻瞬時電流檢測，但卻對電流過零信號的準(zhǔn)確檢測有一定依賴，在實際應(yīng)用中，ZCD電路、驅(qū)動電路及數(shù)字控制器中都存在信號傳播延遲[14]，實際ZCD存在延遲時間d，該延遲時間將導(dǎo)致SR延時導(dǎo)通時間過長，電感電流偏離正常軌跡，進而影響輸入電流總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）。

文獻[14]提出了傳統(tǒng)CRM Boost PFC的ZCD延遲補償方法，根據(jù)數(shù)值關(guān)系用兩個電感電流過零點之間的時間差減去ZCD延遲時間。然而，圖騰柱PFC軟開關(guān)控制中，由于存在SR管延時導(dǎo)通時間ex，且ex與ZCD延遲d沒有定量數(shù)值關(guān)系，因此該方法不適用于圖騰柱PFC。

另外，CRM圖騰柱PFC的另一個缺點是電流紋波大，導(dǎo)致更高的導(dǎo)通損耗及惡劣的差模噪聲。采用兩相交錯并聯(lián)技術(shù)，利用紋波消除效應(yīng)，可以有效減小總輸入電流紋波，同時減小濾波器體積[15-16]。然而，CRM圖騰柱PFC的開關(guān)頻率是時變的，導(dǎo)致精確的交錯控制難以實現(xiàn)，文獻[8]分析了移相時間為時鐘周期整數(shù)倍所導(dǎo)致的離散相位誤差對THD和差模噪聲的影響，但沒有考慮由于開關(guān)周期變化量所引起的交錯相位誤差。

針對便攜式充電機前級CRM圖騰柱PFC，本文提出考慮ZVS裕度和頻率限制的全范圍ZVS控制模型，在全電壓范圍內(nèi)實現(xiàn)完全ZVS開通，輕載狀態(tài)下限制最高開關(guān)頻率，提高輕載效率；提出基于在線時間計算模型的ZCD延遲補償方法，改善輸入電流的THD。針對兩相交錯并聯(lián)相位誤差，提出考慮開關(guān)周期變化量的相位誤差補償方法，提高相位交錯精度，進一步降低THD。最后，搭建了一臺3kW充電機樣機，驗證了所提控制策略的有效性。

1 考慮ZVS裕度和頻率限制的CRM圖騰柱PFC全范圍ZVS控制

為了在全電壓范圍內(nèi)完全實現(xiàn)ZVS開通并提高輕載效率，提出了綜合考慮ZVS裕度和頻率限制的在線時間計算ZVS控制模型，該模型適用于全輸入電壓和全負載范圍的ZVS控制。

1.1 全范圍ZVSCRM圖騰柱PFC基本工作原理

便攜式充電機前級CRM圖騰柱PFC電路如圖2所示，Q1～Q4為高頻開關(guān)管，Q5和Q6為工頻管，s為ZCD檢測電阻。

圖2 交錯并聯(lián)CRM圖騰柱PFC

圖3所示的理論工作波形和狀態(tài)平面軌跡說明了全范圍ZVS CRM圖騰柱PFC的基本工作原理，為簡化分析，這里只討論單路工作的基本原理。另外，本文所有的分析都是基于輸入電壓正半周期展開討論，對負半周期的分析與正半周期相類似，唯一的區(qū)別是主開關(guān)管和SR管的角色互換。

圖3 理論波形和狀態(tài)平面軌跡

階段1[0,1]：對應(yīng)主開關(guān)管導(dǎo)通時間on_act，此階段主開關(guān)管Q2導(dǎo)通，SR管Q1關(guān)斷，電感電流從0線性上升。

階段2[1,2]：對應(yīng)諧振時間r1，此時間間隔內(nèi)開關(guān)管Q1和Q2均關(guān)斷。電感1與開關(guān)管結(jié)電容oss諧振，Q2漏源極電壓ds2從0充電至bus，此階段內(nèi)電感電流峰值為pk。

階段3[2,3]：對應(yīng)SR管開通時間SR，在此時間間隔內(nèi)，開關(guān)管Q1導(dǎo)通，Q2關(guān)斷，電感電流i1線性下降到0，產(chǎn)生ZCD信號。

階段4[3,4]：對應(yīng)SR管Q1延長導(dǎo)通時間ex，Q1仍然導(dǎo)通，Q2關(guān)斷，電感電流i1從0線性下降。

階段5[4,5]：對應(yīng)諧振時間r2，在此時間間隔內(nèi)Q1和Q2均關(guān)斷。電感1與開關(guān)管結(jié)電容oss諧振，ds2從bus放電到0，電感電流谷值為val。

階段6[5,0]：對應(yīng)ZVS時間ZVS，此階段內(nèi)ds2被鉗位到零，Q2在ZVS時間內(nèi)可以實現(xiàn)零電壓開通。

1.2 基于ZCD和在線時間計算的ZVS控制策略

根據(jù)單個開關(guān)周期內(nèi)的工作原理分析，基于ZCD信號的開關(guān)管動作時刻如圖4所示，以ZCD信號為DSP時基計數(shù)器置零點，需要分別實時計算SR開關(guān)管Q1的關(guān)斷時刻sr_off、開通時刻sr_on、主開關(guān)管Q2的開通時刻act_on及關(guān)斷時刻act_off。

圖4 基于ZCD信號的開關(guān)管動作時刻

正半周期內(nèi)主開關(guān)管動作時刻可表示為

其中，主開關(guān)導(dǎo)通時間on_ac包括恒定部分on_c和變化的部分on_var。

SR管開通和關(guān)斷時刻分別為

SR管驅(qū)動信號可由主開關(guān)管驅(qū)動在PWM模塊中插入死區(qū)獲得，死區(qū)時間分別為r1和r2。

圖5 數(shù)字控制框圖

1.3 考慮ZVS裕度和頻率限制的ZVS控制模型

在傳統(tǒng)CRM圖騰柱PFC控制中，全輸入電壓范圍內(nèi)實現(xiàn)ZVS的條件為ZVS≥0，此時ZVS只能在一個瞬間實現(xiàn)，在實際應(yīng)用中，ex隨著in的變化而變化，無法保證在每個開關(guān)周期中完全實現(xiàn)ZVS。此外，輕載狀態(tài)下，圖騰柱PFC的開關(guān)頻率將大大提高，過高的開關(guān)頻率對輕載效率、控制器實現(xiàn)具有挑戰(zhàn)性。因此本文將ZVS時間裕度和最高開關(guān)頻率作為導(dǎo)通時間在線計算模型的約束條件，并由此確定SR管延長導(dǎo)通時間ex，諧振時間r1、r2，以及主開關(guān)的導(dǎo)通時間的變化部分on_var。

電感電流谷值val和諧振半徑2的關(guān)系為

式中，n為特征阻抗，即

電感峰值電流pk由谷電流val和電感的平均電流avg決定，公式為

電感平均電流為

采用SPSS 22.0對日平均氣壓、日氣壓差、日平均氣溫、日氣溫差、日平均水汽壓、日平均相對濕度、日降水量、日平均風(fēng)速、日極大風(fēng)速、舒適度指數(shù)等氣象因素與面神經(jīng)炎發(fā)病情況進行分析，計數(shù)資料采用χ2檢驗，計量資料采用t檢驗，不適用χ2檢驗和t檢驗資料，采用非參數(shù)檢驗。以P＜0.05為差異具有統(tǒng)計學(xué)意義。

主開關(guān)管導(dǎo)通時間on_ac時間段內(nèi)電感電流線性上升，峰值電流pk可用on_ac表示為

由式（7）～式（11），可得

根據(jù)狀態(tài)平面軌跡，ZVS時間裕度ZVS及諧振時間r1、r2可表示為

式中，r為諧振角速度，即

（1）最小ZVS時間約束

根據(jù)最小的ZVS時間裕度要求，ZVS時間ZVS應(yīng)不小于最小ZVS時間裕度ZVS_min，即

結(jié)合式（13）和式（17），可得滿足ZVS最小時間裕度要求的諧振半徑2_ZVS約束為

（2）最高開關(guān)頻率約束

對于開關(guān)頻率限制要求，應(yīng)滿足

為了簡化開關(guān)周期s的計算，將電感電流近似為以val為最小值、pk為最大值的三角波。因此，開關(guān)周期s和開關(guān)頻率s可以表示為

由式（7）～式（11），可得

由式（7）和式（21）可得滿足最高開關(guān)頻率約束的最小諧振半徑為

綜上所述，為同時滿足ZVS時間裕度和最大開關(guān)頻率限制的要求，諧振半徑2應(yīng)取兩個約束條件下的更大值，由式（18）、式（22）可得

將式（23）代入式（6）、式（12）～式（15）可得同時滿足ZVS裕度和最大開關(guān)頻率限制的導(dǎo)通時間計算模型，通過實時計算即可獲得各開關(guān)管精確的開通和關(guān)斷時刻，從而實現(xiàn)全電壓范圍ZVS控制。

2 ZCD延遲補償控制

2.1 ZCD電路及其延遲時間

圖6所示為ZCD信號檢測電路，由高速比較器、RC濾波器和數(shù)字隔離器及DSP組成。ZCD電路通過檢測電流采樣電阻s兩端的電壓情況，獲取電感電流過零點信息。

ZCD信號的檢測與傳輸環(huán)節(jié)存在兩部分延遲，第一部分為高速比較器、濾波器以及數(shù)字隔離器所產(chǎn)生的硬件延遲，該硬件延遲可以通過器件數(shù)據(jù)手冊獲得，如圖6所示，高速比較器（ADCMP601）延遲時間約為3.5ns，RC濾波器延遲時間約為10ns，數(shù)字隔離器（ADUM1100）延遲時間約為12 ns；第二部分延遲為DSP信號處理延遲，ZCD電路對高d/d和d/d噪聲特別敏感，而錯誤的ZCD信號將導(dǎo)致開關(guān)誤動作，導(dǎo)致過電流甚至損壞器件。為避免檢測到錯誤的ZCD信號，通常在DSP中設(shè)置窗口保持時間，本文設(shè)置為90ns，因此產(chǎn)生DSP信號處理延遲。這兩部分延遲時間共同組成ZCD延遲時間d，本文實際樣機中d約為120ns。

圖6 ZCD電路

2.2 ZCD延遲的影響

ZCD延遲導(dǎo)致電感電流偏離理想運行軌跡，SR管關(guān)斷時刻相比理想情況延遲d，電感電流谷值降低，由d引起的電感電流谷值變化量Δval為

為保持輸出功率不變，外環(huán)PI控制器輸出將會增加Δon_c以延長主開關(guān)管導(dǎo)通時間，且穩(wěn)態(tài)下Δon_c為一個恒定值，Δon_c時間內(nèi)對應(yīng)電流變化量ΔPI為

平均電流的變化量Δavg可表示為

Δival和ΔiPI隨時間和輸入電壓的變化而變化，圖7給出了由ZCD延遲導(dǎo)致的電感電流在半個工頻周期內(nèi)的變化曲線，可以看出，半個工頻周期內(nèi)電感平均電流變化量不為零，輸入電流發(fā)生畸變。

圖8給出了滿載條件下單路電感電流計算輪廓曲線，對比理想情況下的波形，可以看出，由于ZCD延遲時間d的影響，輸入電壓峰值處，電感電流峰值增加了2.3 A，輸入電壓過零點處，電感電流谷值下降2.1 A，電流紋波增大，產(chǎn)生額外的關(guān)斷和導(dǎo)通損耗，且平均電流發(fā)生畸變，導(dǎo)致THD增大。

圖8 理想情況與帶延遲情況下的電感電流比較

2.3 基于在線時間計算模型的ZCD延遲補償方法

為了補償ZCD延遲，對所提CRM圖騰柱PFC在線時間計算解析模型進行補償。由于ZCD延遲增大了SR管的實際延長導(dǎo)通時間，因此可以在SR管原始延長導(dǎo)通時間ex的基礎(chǔ)上減去ZCD延遲時間d，從而使總體延長導(dǎo)通時間保持不變。

根據(jù)所提在線時間計算解析模型，圖9分別給出了滿載、50%負載及30%負載下SR開關(guān)管延長導(dǎo)通時間tex，可以看出，tex隨時間、負載等因素變化，且不能保證工頻周期內(nèi)tex一直大于td，當(dāng)tex＜td時，無法通過式（27）直接補償。

當(dāng)ex＜d時，令ex=0，則此時SR管實際延長導(dǎo)通時間即為ZCD延遲時間d，由式（6）可得此時對應(yīng)的諧振半徑2_d為

將式（28）代入式（12）～式（15）即可求得主開關(guān)管導(dǎo)通時間act_on，ZVS時間ZVS，以及諧振時間r1、r2，此時SR管延時導(dǎo)通時間ex=0。

綜上所述，可將2_d作為ZCD延遲補償約束條件嵌入所提在線時間計算解析模型中，結(jié)合ZVS時間裕度約束以及最高頻率限制約束，諧振半徑2取三個約束條件下的最大值

此時原模型中的SR管延時導(dǎo)通時間ex修正為

模型中主開關(guān)管導(dǎo)通時間act_on、ZVS時間ZVS，以及諧振時間r1、r2計算模型仍然保持式（12）～式（15）不變。由式（30），當(dāng)2取2_d時，ex_d自然為0。

將式（29）和式（30）代入所提在線時間計算解析模型中即可求得ZCD延遲補償后的各階段時間。

圖10給出了ZCD延遲補償后單路滿載電感電流波形，可以看出，基于考慮ZCD延遲補償?shù)脑诰€時間計算模型，電感電流平均值avg保持理想情況不變，輸入電流沒有畸變。在ex＞d區(qū)域，ZCD延遲d被完全補償，電感電流紋波沒有增加，在ex＜d區(qū)域，電流紋波略有增大，但電感電流平均值仍保持不變。

圖10 延遲補償后的滿載電感電流波形

圖11給出了ZCD延遲補償前后輸入電流THD計算結(jié)果對比，滿載狀態(tài)下補償后的THD相比補償前降低1.5%。

圖11 ZCD延遲補償前后輸入電流THD計算結(jié)果對比

對于不同應(yīng)用的實際系統(tǒng)，所提ZCD延遲補償策略的模型是一致的，不受具體延遲時間數(shù)值影響。對于不同應(yīng)用，ZCD電路硬件延遲部分可以根據(jù)實際硬件的數(shù)據(jù)手冊獲得，而DSP信號處理延遲時間保持為設(shè)定值不變，不隨主控芯片的不同而變化，因此所提ZCD延時補償控制策略具有通用性。

3 交錯并聯(lián)相位誤差補償控制

3.1 兩相交錯并聯(lián)相位誤差的產(chǎn)生

CRM模式下圖騰柱PFC電流紋波大，限制了單路功率等級的提升。為滿足便攜式充電機功率需求，同時減小輸入電流紋波，本文采用兩路交錯并聯(lián)拓撲，控制框圖如圖5所示，采用開環(huán)控制方法，由主相ZCD信號觸發(fā)時基計數(shù)器清零，從相計數(shù)器清零時刻比主相滯后0.5個開關(guān)周期，實現(xiàn)從相與主相的180°交錯，典型波形如圖12所示。

圖12 兩相交錯并聯(lián)典型波形

如圖12所示，為實現(xiàn)兩相180°交錯，理想狀態(tài)下從相滯后主相時間為主相當(dāng)前周期的一半，即

然而，由于從相計數(shù)器清零時刻主相的當(dāng)前開關(guān)周期還沒有結(jié)束，因此此時采集的主相開關(guān)周期為前一個開關(guān)周期s_n-1，如圖13所示。此時，從相滯后于主相的時間為

由于CRM圖騰柱PFC的開關(guān)頻率隨時間變化，相鄰兩個開關(guān)周期時間不相等，因而導(dǎo)致了交錯相位誤差，如圖13所示，兩相交錯角度偏離180°。

圖13 交錯相位誤差的影響

根據(jù)所提在線時間計算模型，圖14給出了半個工頻周期內(nèi)導(dǎo)通時間on、關(guān)斷時間off以及開關(guān)周期s隨時間變化的曲線，可以看出，開關(guān)周期隨時間變化且越靠近交流電壓過零點其變化率越大。

圖14 半個工頻周期器內(nèi)開關(guān)周期曲線

綜合考慮效率和功率密度，便攜式充電機前級CRM圖騰柱PFC的工作頻率設(shè)計為200～400kHz。選用TI公司DSP芯片（TMS320F280049C）實現(xiàn)所提數(shù)字控制算法，將DSP中ADC采樣、PI計算、在線時間計算、PWM更新等控制環(huán)節(jié)串聯(lián)執(zhí)行，總數(shù)字控制周期約為12μs，考慮DSP的CPU利用率不高于80%，DSP中斷周期設(shè)為15μs，即每2～4個開關(guān)周期執(zhí)行一次控制中斷。

圖15為相鄰開關(guān)周期和相鄰控制周期下CRM圖騰柱PFC開關(guān)周期變化率曲線，工頻過零點死區(qū)時間設(shè)為200μs，相鄰控制周期內(nèi)最大變化率為8.8%，相鄰開關(guān)周期內(nèi)最大變化率為2.9%，該變化率將導(dǎo)致兩相交錯的角度偏離180°，電流紋波不能有效抵消，從而影響輸入電流THD。

3.2 考慮開關(guān)周期變化量的相位誤差補償方法

雖然選用更高主頻的主控芯片，提高控制頻率，可以減小相位誤差，但即使控制頻率等于開關(guān)頻率，過零點兩側(cè)的相位誤差依然存在且不可忽略，而且更高主頻的主控芯片必然導(dǎo)致成本顯著增加。因此本文提出一種更通用的相位誤差補償方法。

交錯相位誤差補償示意圖如圖16所示，相鄰控制周期內(nèi)檢測到的開關(guān)周期變化量可以表示為

圖16 交錯相位誤差補償

Fig.16 Interleaving phase error compensation

由于相鄰開關(guān)周期的Δs變化極小，可以忽略，因此可以將Δs補償?shù)介_關(guān)周期s中，即可獲得補償后的滯后時間

如圖16所示，將開關(guān)周期的變換量Δs補償?shù)浇诲e控制的滯后時間phs中，即可消除開關(guān)周期變化率大的影響，提高交錯精度，降低THD。

表1給出了不同主控芯片下相位誤差補償對比，開關(guān)周期測量時刻為輸入電壓工頻周期15°時刻，輸入電壓AC220V，母線電壓500V。由表1可以看出，中斷周期由15μs增大為25μs時，補償后的相位誤差由0.6%增大為1.5%，補償精度有所下降。但對于不同的主控芯片，相位誤差補償率均達到80%以上，因此本文所提相位誤差補償策略在不同主控芯片下具有通用性。

表1 不同主控芯片下的相位誤差對比

4 實驗驗證

4.1 實驗樣機

為了驗證所提控制策略的有效性，本文搭建了一臺3kW便攜式充電機樣機，如圖17所示，采用CREE公司的SiC MOSFET（C3M0065090D）作為開關(guān)器件，充電機詳細參數(shù)見表2。

圖17 便攜式充電機實驗樣機

表2 便攜式充電機電路參數(shù)

Tab.2 Circuit parameters of portable charger

4.2 實驗波形

圖18給出了充電機前級CRM圖騰柱PFC的滿載運行波形。由圖中可以看出，輸入電流被控制為良好的正弦波，功率因數(shù)PF達到0.998。

圖18 CRM圖騰柱PFC實驗波形

圖19所示為未考慮ZVS裕度下的實驗波形，主開關(guān)管開通時刻滯后于ZVS瞬間，開關(guān)管Q2開通時，ds2不為零，只能實現(xiàn)部分ZVS。

圖20給出了滿載條件下考慮ZVS裕度的實驗波形，設(shè)置最小ZVS開通時間裕度為30ns，軟開關(guān)不再局限于一瞬間實現(xiàn)，可以看出全工頻周期范圍內(nèi)開關(guān)管完全實現(xiàn)ZVS開通。

圖19 無ZVS裕度實驗波形

圖20 考慮ZVS裕度的全范圍軟開關(guān)實現(xiàn)波形

圖21給出了半載條件下最高開關(guān)頻率限制實驗波形，通過延長主管和SR管的導(dǎo)通時間，最高開關(guān)頻率限制在400 kHz，避免了輕載下由于開關(guān)頻率過高導(dǎo)致關(guān)斷損耗過大，提高了輕載效率。

圖21 半載最高頻率限制400 kHz

圖22給出了ZCD延遲補償前后滿載實驗波形對比，輸入電壓AC220V，母線電壓400V，補償前輸入電流存在明顯畸變，電感電流峰值為23.1A。補償后輸入電流無畸變，電感電流峰值降低到20.8A，輸入電流THD下降1.5%。

圖22 ZCD延遲補償前后實驗波形對比

圖23給出了滿載條件下交錯相位誤差補償前后的實驗波形。如圖23a所示，無相位補償條件下，從相滯后主相的時間phs大于主相周期的一半，兩路交錯相位誤差為8.5%。如圖23b所示，加入相位誤差補償后，相位誤差降低到0.4%。

圖23 交錯相位誤差補償前后實驗波形對比

相位誤差補償前后輸入電流波形對比如圖24所示，補償前由于存在相位誤差，電流紋波不能有效抵消，輸入電流過零點兩側(cè)存在較大電流紋波，補償后兩相交錯180°，電流紋波有效抵消。

圖25分別給出了三種情況下的輸入電流THD對比，同時補償情況下滿載THD為2.4%，比無補償時降低1.9%。500W負載下同時補償時THD為4.3%，比無補償時降低4.6%。

圖25 輸入電流THD測量結(jié)果對比

圖26給出了充電機前級CRM圖騰柱PFC效率曲線，400V母線電壓下滿載效率為98.6%，峰值效率為98.8%。輕載工作時，限制了最高工作頻率，400 V母線電壓，20%負載下的效率為98.2%。

圖26 CRM圖騰柱PFC效率曲線

圖27給出了便攜式充電機后級LLC變換器滿載實驗波形，電池電壓為350V，母線電壓為500V，可以看出，LLC完全實現(xiàn)零電壓開通。

圖28給出了充電機整機充電效率曲線，350V電池電壓下滿載效率為96.2%，峰值效率為96.6%。

相比于文獻[12]傳統(tǒng)CRM Boost PFC變導(dǎo)通時間控制只能實現(xiàn)部分ZVS開通，本文所提在線時間計算控制模型實現(xiàn)了全電壓范圍ZVS開通；相比于文獻[13]CRM圖騰柱PFC控制模型未考慮輕載頻率限制，本文在全范圍ZVS控制的基礎(chǔ)上增加了輕載頻率約束，提高全負載范圍充電效率；文獻[14]ZCD延遲補償方法僅適用于傳統(tǒng)Boost PFC，本文提出適用于CRM圖騰柱PFC的ZCD延遲補償策略，在全范圍ZVS控制的基礎(chǔ)上，有效降低了輸入電流THD。

圖27 LLC實驗波形

圖28 便攜式充電機整機效率

5 結(jié)論

本文針對便攜式充電機前級CRM圖騰柱PFC，提出了綜合考慮ZVS裕度和輕載頻率限制的ZVS控制模型，全電壓范圍內(nèi)實現(xiàn)完全ZVS開通，在輕載條件下限制了最高開關(guān)頻率，提高了全負載范圍的充電效率。分析了ZCD延遲對輸入電流THD的影響，提出基于在線時間計算模型的ZCD延遲補償方法，滿載輸入電流THD降低1.4%。分析了兩相交錯相位誤差的影響，提出了考慮開關(guān)周期變化量的相位誤差補償方法，提高交錯精度，滿載THD進一步降低0.5%。最后，本文搭建了一臺3kW便攜式充電機實驗樣機，驗證了所提全范圍ZVS控制模型以及補償控制方法的有效性，充電機前級圖騰柱PFC最高效率為98.8%，整機最高充電效率為96.6%，滿載THD為2.4%，比補償前降低1.9%。

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Compensation Control of Zero Current Detection Delay and Interleave Phase Error for CRM Totem-Pole Power Factor Correction in Portable Charging

Wang Shengdong1Li Haoran2Gu Zhanbiao3Zhang Zhiliang1Ren Xiaoyong1

（1. College of Automation Engineering Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 211106 China 2. School of Electrical Engineering and Automation Anhui University Hefei 230039 China 3. The 13th Research Institute of CETC Shijiazhuang 050051 China）

Totem-pole power factor correction (PFC) is widely used in EV chargers to improve the charging efficiency. A full-range ZVS control model considering ZVS margin and light load frequency limitation is proposed in this paper, full ZVS operation is realized within full voltage range. The impact of zero-current-detection (ZCD) delay on the total harmonic distortion (THD) of input current is analyzed, and a ZCD delay compensation method based on the on-line time calculation model is proposed, the full load THD is reduced by 1.4%. For the phase error of two-phase interleaving, a phase error compensation method considering the change of switching period is proposed, which improves the interleaving accuracy and the full load THD is further reduced by 0.5%. Finally, a prototype of 3-kW portable charger is built to verify the effectiveness of the proposed control strategy. The maximum efficiency of the totem-pole PFC stage is 98.8%, and the maximum charging efficiency is 96.6%. The full load THD is 2.4%, which is 1.9% lower than that before compensation.

Portable charging, critical conduction mode (CRM), totem-pole power factor correction (PFC), zero-current-detection (ZCD), interleave

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211289

TM461

江蘇省產(chǎn)業(yè)前瞻和關(guān)鍵核心技術(shù)基金資助項目（BE2019113）。

2021-08-15

2021-10-13

王生東 男，1989年生，博士研究生，研究方向為雙向AC-DC變換技術(shù)、寬禁帶器件高頻功率變換技術(shù)。E-mail：wangsd@nuaa.edu.cn（通信作者）

李浩然 男，1991年生，博士，研究方向為雙向DC-DC變換技術(shù)、高頻功率變換技術(shù)。E-mail：haoranli@ahu.edu.cn

（編輯 郭麗軍）