邵珠雷

(許昌學院電氣與機械工程學院，河南許昌 461000)

隨著新能源技術的不斷發(fā)展，直流變換器被廣泛應用于風電系統(tǒng)、光伏系統(tǒng)以及電動汽車系統(tǒng)。在光伏系統(tǒng)中，系統(tǒng)將光能轉換為電能通常需要進行最大功率點跟蹤且輸出電壓較低。這就需要光伏系統(tǒng)所采用的直流變換器具有連續(xù)的輸入電流及較高的電壓增益[1]。隔離型直流變換器通過采用變壓器可以獲得較高的電壓增益。但是變壓器增加了電路系統(tǒng)的體積和質量，并且其漏感會使變換器開關管兩端產生尖峰電壓，增大開關管的電壓應力[2]。針對上述問題，非隔離型高增益直流變換器相對于隔離型直流變換器在體積、成本和功耗方面更具優(yōu)勢。

SEPIC 變換器具有輸入電流連續(xù)的特點，適用于光伏發(fā)電等新能源系統(tǒng)。目前基于SEPIC 結構的非隔離型高增益直流變換器多采用耦合電感。文獻[3]在SEPIC 結構中引入了耦合電感，并與二極管-電容倍壓單元相結合，在提高輸出電壓增益的基礎上，通過二極管-電容支路吸收漏感能量。文獻[4]在傳統(tǒng)SEPIC 變換器的基礎上，引入耦合電感單元，并通過有源開關電感單元吸收漏感能量，減小開關管電壓應力。文獻[5]將BOOST 變換器與SEPIC 變換器相結合，并將電路中的電感換為耦合電感，耦合電感二次側與倍壓單元結合組成橋式倍壓單元，以提高電壓增益并減小開關管電壓應力。在SEPIC結構中引入耦合電感能夠有效地提高電壓增益，但耦合電感的漏感會增加變換器開關管的電壓應力。若采用鉗位電路或能量吸收電路則又會增加電路的復雜度及功耗[6]。因此，本文基于SEPIC 結構提出了一種采用非耦合電感的高增益變換器。

1 電路拓撲

本文提出的基于SEPIC 結構的非耦合電感高增益變換器的電路結構如圖1 所示。該變換器在SEPIC 結構的基礎上加入了開關管S2、電感L2、二極管D1和電容C2。開關管S1與S2在變換器工作過程中總是同時導通和關斷，電感L1和L2則以并聯(lián)或串聯(lián)的方式存在于變換器不同的工作模態(tài)中。電感L1、電感L2、電容C2以及二極管D1在電路中的連接結構可提高電壓增益。為了便于對電路的工作過程進行分析，假設開關管與二極管為理想器件，電容足夠大，電感L1與電感L2完全相等[7]。

圖1 基于SEPIC結構的非耦合電感高增益變換器

2 工作原理

基于SEPIC 結構的非耦合電感高增益變換器可工作于連續(xù)模式(continuous conduction mode，CCM) 和斷續(xù)模式(discontinuous conduction mode，DCM)。下面將對變換器的這兩種工作模式進行詳細分析。

2.1 CCM

當變換器工作于CCM 時，在一個開關周期內，變換器共存在兩種工作模態(tài)，其主要工作波形如圖2 所示。

圖2 變換器CCM的主要工作波形

工作模態(tài)1(t0≤t＜t1)：當變換器處于工作模態(tài)1 時，工作模態(tài)等效電路如圖3所示。開關管S1與開關管S2同時導通，使得電感L1與電感L2以并聯(lián)方式存在于電路中，電感L1兩端電壓及電感L2兩端電壓等于電源電壓Vin，表達式如公式(1)所示：

圖3 變換器CCM的工作模態(tài)1

二極管D1與二極管D2處于截止狀態(tài)。電感L1、電感L2及電感L3充電儲能，電感電流iL1、iL2及iL3線性上升。電容C1處于充電狀態(tài)，電容C2處于放電狀態(tài)，因此電感L3兩端電壓表達式如公式(2)所示：

電容C3處于放電狀態(tài)，為負載提供能量，電壓VC3線性下降。

工作模態(tài)2(t1≤t＜t2)：當變換器處于工作模態(tài)2 時，工作模態(tài)等效電路如圖4 所示。開關管S1與開關管S2均處于截止狀態(tài)，二極管D1與二極管D2均處于導通狀態(tài)，使得電感L1與電感L2以串聯(lián)方式存在于電路中。由于電感L1與電感L2的匝比相等，電感L1兩端電壓及電感L2兩端電壓的表達式如公式(3)所示：

圖4 變換器CCM的工作模態(tài)2

電源及電感L1、L2通過二極管D2為負載提供能量，并通過二極管D1為電容C2充電，電感電流iL1、iL2線性下降，電容電壓VC2線性上升。電容C1與電感L3同樣通過二極管D2為負載提供能量，電感電流iL3線性下降，電容電壓VC3線性上升。電感L3兩端電壓的表達式如公式(4)所示：

根據(jù)基爾霍夫定律及伏秒平衡原理可得，變換器工作于CCM 時的增益如公式(5)所示：

式中：Vo為輸出電壓；Vin為輸入電壓；D為占空比。

2.2 DCM

當變換器工作于DCM 時，在一個開關周期內，變換器共存在三種工作模態(tài)，其主要工作波形如圖5 所示。

圖5 變換器DCM的主要工作波形

變換器工作于DCM 的三種工作模態(tài)中，工作模態(tài)1 和工作模態(tài)2 與變換器工作于CCM 時相同。當開關管S1與開關管S2截止，流過二極管D2的電流降為零時，變換器進入DCM的工作模態(tài)3，其工作模態(tài)等效電路如圖6 所示。

圖6 變換器DCM的工作模態(tài)3

在DCM 的工作模態(tài)3 中，開關管S1、開關管S2、二極管D1以及二極管D2均處于截止狀態(tài)。電感L1、電感L2以及電感L3兩端的電壓均為零。電容C1處于放電狀態(tài)，電容C2處于充電狀態(tài)。電容C3處于放電狀態(tài)，為負載提供能量。二極管D1兩端電壓的絕對值與電容C1兩端電壓相等，二極管D2兩端電壓為輸出電壓與電容C2兩端電壓的差值。變換器工作于DCM的條件如公式(6)和(7)所示：

式中：RL為負載電阻值；fS為變換器工作頻率；L3為電感L3的電感值。

變換器工作于DCM 時的增益如公式(8)所示：

式中：Vo為輸出電壓；Vin為輸入電壓；D為占空比。

3 變換器性能分析對比

變換器雖然能夠工作于CCM 和DCM 兩種模式，但工作于DCM 時變換器存在較多的弊端。比如，系統(tǒng)的動態(tài)響應速度較慢以及電路元件要承受更大的電流。因此，使變換器工作于CCM 是一種較為合適的應用方式[8]。下面也將針對變換器工作于CCM 時的狀態(tài)進行分析與對比。

3.1 電壓增益

當變換器工作于CCM 時，根據(jù)基爾霍夫定律可得：

化簡可得：

根據(jù)伏秒平衡原理可得：

由公式(10)和(11)可得：

由公式(12)和(13)可得變換器工作于CCM 時的電壓增益M：

由公式(15)可知，隨著占空比D的不斷增大，變換器的電壓增益不斷提升。

為了進一步了解本文所提變換器的性能的優(yōu)劣，將本文所提變換器與BOOST、SEPIC、文獻[9-11]進行了對比。

文獻[9]所提變換器在SEPIC 結構的基礎上增加了二極管DM和電容CM。電容CM連接于電感L2與地之間，有效提高了輸出電壓，進而提高了變換器的電壓增益。二極管DM分別連接開關管S 的漏極和電容CM的正極，在提供能量通路的同時，又減小了開關管S 的電壓應力。文獻[9]所提變換器的電路結構如圖7 所示[9]。

圖7 文獻[9]所提變換器的電路結構

文獻[10]所提變換器為一種新型非隔離升降壓直流變換器，該變換器的輸入電路部分引入SEPIC 結構，以獲得連續(xù)的輸入電流及升降壓能力。電容C2、電容C3、電容Co1、電容Co2、電容Co3、電感L3及電感L4連接構成輸出電路部分，以提高電壓增益，并使開關管S1的電壓應力低于輸出電壓。文獻[10]所提變換器的電路結構如圖8所示[10]。

圖8 文獻[10]所提變換器的電路結構

文獻[11]所提變換器為一種新型BUCK-BOOST 變換器，包含一個開關管、兩個電感、三個電容及兩個二極管。該變換器的電壓增益大于傳統(tǒng)BUCK-BOOST 變換器、CUK 變換器及SEPIC 變換器。在開關管S 關斷時，二極管D1、二極管D2、電容C1及電容C2的連接結構避免了電容C1與電容C2突然轉為并聯(lián)，而是先分別進行充放電，有效間少了尖峰電流的出現(xiàn)，進而減小了電路中開關管、二極管及電容的電壓應力。文獻[11]所提變換器的電路結構如圖9 所示[11]。

圖9 文獻[11]所提變換器的電路結構

本文所提變換器與BOOST、SEPIC、文獻[9-11]的電壓增益的對比如表1 及圖10 所示。

由表1 可知，本文所提出的變換器相對于所列其他變換器具有較大的電壓增益。

表1 變換器電壓增益對比

由圖10 可知，參與對比的變換器隨著占空比的增加，其電壓增益均不斷提升，本文所提出的變換器在不同占空比階段，均具有相對較高的電壓增益。

圖10 變換器電壓增益與占空比關系對比

3.2 電壓應力

當變換器工作于CCM 時，開關管S1和開關管S2的電壓應力為：

二極管D1和二極管D2的電壓應力為：

本文所提變換器與BOOST、SEPIC、文獻[9-11]的元器件電壓應力的對比如表2 及圖11 所示。

表2 變換器電壓應力對比

圖11 開關管電壓應力與占空比關系對比

由表2 可知，本文提出的變換器相對于所列其他變換器，其具有最小的開關管電壓應力以及相對較小的二極管電壓應力。文獻[10]提出的變換器具有與本文所提變換器相近的電壓增益及電壓應力，但本文所提變換器所用元件總數(shù)要小于文獻[10]提出的變換器。

由圖11 可知，參與比較的變換器的開關管電壓應力隨著占空比的增大而減小，即均與占空比成反比。本文所提出的變換器在不同的占空比階段均具有最小的開關管電壓應力。

4 實驗結果及分析

根據(jù)本文提出的基于SEPIC 結構的非耦合高增益變換器，試制了一臺200 W 的樣機，實驗樣機平臺如圖12 所示。

圖12 實驗樣機平臺

其中，輸入電壓Vin=20 V，輸出電壓Vo=250 V。變換器工作于CCM，工作頻率fS=40 kHz，占空比D=74.2%。電感L1、L2、L3的電感值分別為125、125、246 mH，電容C1、C2、C3的電容值分別為4、4、15 mF。開關管S1與S2均采用IRFP260，二極管D1與D2均采用UG8GT，開關管控制芯片采用STM32F103C8。實驗所得波形如圖13～圖20 所示。

圖13 為變換器的輸入電壓Vin和輸入電流iin的波形。由圖13 可知，變換器輸入電壓Vin為20 V，輸入電流iin連續(xù)，其平均值為1.75 A。圖13 所示實驗結果證明了變換器具備連續(xù)的輸入電流，適用于光伏發(fā)電等新能源系統(tǒng)。圖14 為變換器的輸出電壓Vo和輸出電流io的波形。由圖14 可知，輸出電壓Vo為250 V，輸出電流io為0.8 A?？芍?，變換器輸出功率達到了200 W。由圖13 和圖14 中的輸入電壓Vin和輸出電壓Vo可知，當占空比D為74.2% 時，電壓增益為12.5，與理論分析值相近，但略微偏低。實驗所得電壓增益略低于理論分析值的主要原因在于，理論分析中假定了變換器所用元件均為理想元件[12]。

圖13 輸入電壓Vin與輸入電流iin

圖14 輸出電壓Vo與輸出電流io

圖15 為開關管S1漏源極間電壓VdsS1和流過開關管S1的電流iS1的波形。圖16 為開關管S2漏源極間電壓VdsS2和流過開關管S2的電流iS2的波形。由圖15 和圖16 可知，當工作頻率fS為40 kHz，占空比D為74.2% 時，開關管S1與S2兩端的電壓應力相等，均為77.5 V。且由電壓VdsS1和電壓VdsS2的波形可知，開關管S1與S2兩端在工作過程中無明顯尖峰電壓出現(xiàn)，因此電路中無需加入鉗位電路。上述實驗結果與理論分析一致，證明了理論分析的正確性。

圖15 開關管S1漏源極間電壓與電流

圖16 開關管S2漏源極間電壓與電流

圖17 至圖20 分別為電感L1、L2及L3兩端的電壓波形和流過電感的電流波形。由圖17、圖18 和圖19 可知，當開關管S1和S2導通時，電感L1的電流iL1和電感L2的電流iL2線性上升，電感L1與電感L2兩端電壓相等，均為20 V。當開關管S1和S2截止時，電感L1的電流iL1和電感L2的電流iL2線性下降，電感L1與電感L2兩端電壓相等，均為-57 V。由圖20 可知，當開關管S1和S2導通時，電感L3的電流iL3線性上升，電感L3兩端電壓為40 V。當開關管S1和S2截止時，電感L3的電流iL3線性下降，電感L3兩端電壓為-115 V。上述實驗結果與理論分析一致，證明了理論分析的正確性。

圖17 電感L1電流與電感L2電流

圖18 電感L1電流與電壓

圖19 電感L2電流與電壓

圖20 電感L3電流與電壓

5 結束語

本文提出了一種基于SEPIC 結構的非耦合電感高增益變換器，并對變換器CCM 和DCM 兩種工作模式進行了理論分析。在CCM 下，將本文提出的變換器與結構相近的變換器進行了對比與分析。由對比分析結果可知，本文提出的變換器具有較高的電壓增益，并具有較小的開關管電壓應力和二極管電壓應力。本文提出的變換器基于SEPIC 結構進行改進，在其基礎上增加了四個元件，因此電路仍然具有較為簡單的電路結構及較少的元器件總數(shù)。本文提出的變換器未采用變壓器或耦合電感來提高電壓增益，因此具有較小的體積及較小的電壓應力。由于開關管的電壓應力較小，使得電路中可以采用導通電阻較小的開關管，有利于降低系統(tǒng)的功耗[13]。由實驗驗證可知，本文提出的變換器在具有較高電壓增益及較低電壓應力的同時，又具連續(xù)的輸入電流，因此非常適用于光伏發(fā)電等新能源系統(tǒng)。