楊 杰，趙巧娥，武曉冬，楊 波

（山西大學 電力與建筑學院，太原 030013）

為了實現(xiàn)“碳達峰、碳中和”，改善環(huán)境污染和緩解化石能源的枯竭，我國將電動汽車發(fā)展列為了戰(zhàn)略發(fā)展方向。2020年11月2日，國務院辦公廳印發(fā)了《新能源汽車產(chǎn)業(yè)發(fā)展規(guī)劃（2021-2035年）》，勾勒了新能源行業(yè)未來15年的產(chǎn)業(yè)發(fā)展方向[1]。據(jù)最新數(shù)據(jù)統(tǒng)計，全國充電樁保有量達88.4 萬臺。但是充電樁一般采用三相不可控整流型，且充電樁在工作時會產(chǎn)生大量的諧波，它的大量接入會導致電網(wǎng)諧波污染[2-5]。目前，已有很多三相不可控整流型充電機投入使用，所以不能再從充電設施本身進一步減少諧波。為此，這些充電站中需要加入APF 來補償充電樁工作時產(chǎn)生的諧波。工程中，APF 一般并聯(lián)接入，然而并聯(lián)APF 在治理電壓源型負載時負載側(cè)會產(chǎn)生諧波放大效應[6-7]。文獻[8]通過使用電路解析法，研究并聯(lián)型APF 對電壓源諧波負載的治理效果，詳細說明了諧波電流放大效應的產(chǎn)生機理，并得出了4 種抑制諧波放大效應的方法。目前針對抑制諧波放大效應使用較多的方法有：①通過串聯(lián)電感來抑制諧波放大效應，但是串聯(lián)電感超過一定值時會產(chǎn)生基波壓降的問題[9]；②增加不可控整理脈波數(shù)或采用PWM 整流方法來抑制諧波放大效應。其中僅有充電樁整流為PWM 整流時可有效治理諧波并抑制放大，但是由于其成本高控制復雜，僅用于特殊場合[10]。因此本文針對采用并聯(lián)APF 治理三相不可控整流充電生成的諧波時產(chǎn)生的放大效應，從改進APF 檢測跟蹤策略以及改進APF 拓撲結(jié)構(gòu)兩個方面提出抑制充電樁負載側(cè)諧波放大效應的措施。最后通過MATLAB/Simulink 建模驗證理論分析的正確性。

1 充電樁并聯(lián)APF 諧波放大效應分析

電動汽車三相不可控整流充電樁并聯(lián)APF 的結(jié)構(gòu)如圖1所示。并聯(lián)APF 通過檢測諧波電流，然后生成幅值相等但相位相反的補償電流注入系統(tǒng)中，達到補償諧波電流的作用。

圖1 充電樁并聯(lián)APF 結(jié)構(gòu)模型Fig.1 Charging pile parallel APF structure model

但是三相不可控整流型充電樁為典型的電壓源型負載，由文獻[8]可知，并聯(lián)APF 在治理電壓源型負載時，負載交流側(cè)會產(chǎn)生諧波放大效應，并通過理論分析得出電壓源型負載在并聯(lián)APF 前后，負載交流側(cè)的諧波電流比值為

式中：ILn為交流側(cè)電流的n 次諧波分量；為并入APF 后負載側(cè)電流；Zsn為系統(tǒng)側(cè)線路阻抗；ZLn為負載側(cè)等效阻抗；β 為充電樁交流側(cè)諧波電壓變化倍數(shù)；λ 為諧波補償率。

由式（1）可知，因為0＜λ＜1，并且通常情況下，非線性負載的交流側(cè)電壓變化很小，所以β＝1。所以并聯(lián)APF 前后諧波電流的比值必然大于1。即并聯(lián)APF 會使得電壓源型非線性負載產(chǎn)生諧波放大效應。對于電動汽車充電樁來說，系統(tǒng)側(cè)阻抗Zsn一般固定且較大，而負載側(cè)等效阻抗ZLn由于電動汽車充電樁是電壓源型負載直流側(cè)存在電容，因此等效阻抗ZLn很小，則ZLn/Zsn也很小。假設ZLn/Zsn=0.01，β＝1，λ＝1 時，所以并聯(lián)APF 治理充電樁前后的負載側(cè)諧波電流比值會很大，諧波放大效應嚴重。

負載諧波放大效應會產(chǎn)生巨大的危害。例如，它會影響充電樁的正常工作，縮短電池的使用壽命。因此，負載諧波電流放大效應是并聯(lián)APF 在充電樁中使用所需解決的關鍵問題。

2 治理諧波放大效應的措施

由式（1）可知，充電樁并聯(lián)APF 所產(chǎn)生的諧波放大效應與APF 補償率λ、交流側(cè)電壓變化率β、系統(tǒng)側(cè)阻抗Zsn和負載交流側(cè)阻抗ZLn有關。而實際上，比較容易改變的是APF 補償率λ 和負載交流側(cè)阻抗ZLn。因此，為了補償諧波并抑制諧波放大效應，可以從降低并聯(lián)APF 的補償率或者增大負載側(cè)阻抗兩個方面采取措施。本文從改進APF 檢測跟蹤策略和改進APF 拓撲結(jié)構(gòu)兩個方面提出抑制充電樁負載側(cè)諧波放大效應的措施，分別通過降低諧波補償率和增大負載交流側(cè)阻抗來抑制負載交流側(cè)的諧波放大效應。

2.1 改進APF 檢測控制策略

由于電動汽車諧波主要為次諧波，其中5、7 含量最多。因此設計改進APF 檢測控制策略。針對5、7 次諧波進行補償來降低諧波補償率進而降低負載交流側(cè)諧波放大效應。改進APF 指令檢測環(huán)節(jié)如圖2所示。

圖2 改進APF 指令檢測環(huán)節(jié)Fig.2 Improved APF instruction detection link

改進ip-iq檢測，首先，通過向鎖相環(huán)（PLL，phaselocked loop）中輸入ea獲得與系統(tǒng)5、7 次電壓同相位的正余弦信號，將電動汽車充電樁交流側(cè)電流iLa、iLb、iLc通過Clark 變換（C32）得出iα、iβ分量，再通過Park 變換（Cαβ-pqn）得到瞬時5、7 次諧波的有功電流ip5、7和無功電流iq5、7，然后由低通濾波器（LPF，low pass filter）濾除電流中的交流部分，輸出5、7 次電流直流分量再通過反Park（Cpq-αβ）變換和反Clark 變換（C32）得出充電樁交流側(cè)諧波分量ia5、7、ib5、7、ic5、7，最后將二者相加，輸出系統(tǒng)的5、7 次諧波電流分量ia*、ib*、ic*。

為了實現(xiàn)零穩(wěn)態(tài)誤差控制在控制環(huán)節(jié)采用雙準諧振控制器并聯(lián)控制，其傳遞函數(shù)分別為

式中：KR5，KR7是積分系數(shù)；ωl為基波頻率；ωc為截止頻率。

該控制環(huán)節(jié)在5、7 次諧振頻率處增益無窮大，可以實現(xiàn)對5、7 次頻率正弦信號的無靜差跟蹤。APF 電流控制環(huán)節(jié)如圖3所示。ik*為補償電流；iapf為APF 輸出電流；GPWM（s）為PWM 環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)；G0（s）為APF 的傳遞函數(shù)。通過5、7 次諧波單獨的準諧振控制器對諧波進行獨立控制，并聯(lián)比例控制Kp，保證系統(tǒng)在5、7 次諧波處的足夠穩(wěn)定裕度，最終實現(xiàn)對5、7 次諧波的精確補償。

圖3 改進APF 電流控制環(huán)節(jié)Fig.3 Improve APF current control link

2.2 改進APF 拓撲結(jié)構(gòu)

并入無源濾波器與有源濾波器構(gòu)成并聯(lián)型HAPF（hybrid active power filter）的方式來增大負載交流側(cè)的等效阻抗。結(jié)構(gòu)圖如圖4所示。

圖4 改進APF 拓撲圖Fig.4 Improved APF topology

圖中無源濾波器是由5 次和7 次串聯(lián)諧振支路構(gòu)成。此時，負載交流側(cè)阻抗為

式中：1/jωL 為原負載側(cè)交流側(cè)等效阻抗。

令：

則：

因為（1-ω2C0L0）/［1-ω2C0（L0+L）］>1，所以由式（4）可知使用HAPF 后，會使得負載交流側(cè)的阻抗增大，根據(jù)式（1）可知，負載交流側(cè)阻抗增大會使得諧波的放大倍數(shù)減小。并且無源濾波器也可以濾除負載中部分諧波。其中為了使得無源濾波器的成本最低，采用最小電容法來設計無源濾波器。

3 算例

3.1 諧波放大效應仿真驗證

為了證明放大效應，在Simulink 中搭建結(jié)構(gòu)圖如圖1所示的380 V（20 kW）蔚來ES6 電動汽車直流充電樁并聯(lián)APF 前后的仿真。并聯(lián)APF 的控制策略采用PWM 控制方法。主要參數(shù)：系統(tǒng)阻抗Ls=0.5 mH，負載交流側(cè)電感為Labc=0.15 mH，負載直流側(cè)電容為C=7 mF，充電樁等效為20 kW 的非線性負載；APF 交流側(cè)電感L=2 mH，直流側(cè)電容C=3.3 mF。由仿真結(jié)果可得并聯(lián)APF 前后系統(tǒng)側(cè)和負載側(cè)的諧波含量：未接入APF 時，系統(tǒng)側(cè)與負載側(cè)的諧波電流畸變率為27.13%；而接入APF 后，系統(tǒng)側(cè)的諧波電流畸變率為5.53%，負載側(cè)的諧波電流畸變率被放大為66.02%，諧波放大效應十分明顯。

3.2 改進APF 檢測控制策略

為了證明理論分析的正確性，搭建如圖2、圖3所示的APF 檢測與控制環(huán)節(jié)來抑制諧波放大效應。改進APF 檢測控制策略后系統(tǒng)側(cè)和負載側(cè)的諧波電流如圖5所示。補償后負載側(cè)的諧波電流放大效應得到明顯抑制，畸變率降為48.62%。但是，系統(tǒng)側(cè)的諧波電流畸變率增加為7.87%，由于降低了諧波補償率，使得流入系統(tǒng)側(cè)的諧波增大，補償效果不太理想。

圖5 改進控制策略后的諧波電流Fig.5 Harmonic current after improved control strategy

3.3 改進APF 拓撲結(jié)構(gòu)

搭建如圖4所示的仿真模型。為了盡可能保證母線電壓的穩(wěn)定，將無源濾波器參數(shù)設置為L5=3.8 mH，C5=100 μF，L7＝4.1 mH，C7＝45 μF；與APF 并聯(lián)構(gòu)成并聯(lián)型HAPF 進行諧波補償，系統(tǒng)側(cè)和負載側(cè)的諧波電流如圖6所示。顯然，并聯(lián)HAPF 補償充電樁諧波時，系統(tǒng)側(cè)諧波電流和負載側(cè)諧波電流得到了明顯得改善。無源濾波器加入之后，會與負載側(cè)的阻抗并聯(lián)使得負載側(cè)總阻抗變大、ZLn/Zsn比值減小，從而抑制諧波的放大效應。補償后系統(tǒng)側(cè)電流畸變率降為4.58%。同時，負載側(cè)諧波電流的放大倍數(shù)也得到了有效的抑制，電流諧波畸變率降為了44.23%。

圖6 改進APF 拓撲結(jié)構(gòu)后的諧波電流Fig.6 Harmonic current after improved APF topology

4 結(jié)語

由于使用并聯(lián)APF 補償三相不可控整流型充電樁時，會產(chǎn)生諧波放大效應，本文通過對特定次諧波補償?shù)腁PF 檢測跟蹤策略改進和對APF 拓撲結(jié)構(gòu)的改進，得出以下結(jié)論：①降低諧波補償率和增大系統(tǒng)負載交流側(cè)的阻抗都能抑制電動汽車充電樁負載側(cè)的諧波放大效應；②通過改進APF 檢測控制策略降低諧波補償率能有效抑制負載側(cè)諧波的放大效應，但是由于其降低了諧波補償率使得網(wǎng)側(cè)諧波增大；而改進APF 拓撲結(jié)構(gòu)增大負載側(cè)阻抗，不僅能有效抑制充電樁負載側(cè)的諧波放大效應也能有效補償AAAA 網(wǎng)側(cè)諧波電流。