張 鵬,馮卓明,宋清華,吳詠泉,吳見平

(華中科技大學(xué)光學(xué)與電子信息學(xué)院，湖北武漢 430070)

0 引言

電流測量在反饋控制、漏電流監(jiān)測、電氣和電子系統(tǒng)中具有廣泛的應(yīng)用。尤其近年來，可再生能源、新能源電動汽車和智能電網(wǎng)等領(lǐng)域快速發(fā)展，電流測量的需求越來越多，需要檢測的電流形式也越來越多，為此已經(jīng)開發(fā)了很多類型的電流傳感器。其中非隔離式的電流傳感器主要是分流器。隔離式的電流傳感器主要包括電流互感器[1]、羅氏線圈[2]、霍爾電流傳感器[3]、AMR(各向異性磁阻)電流傳感器[4]、GMR(巨磁阻)電流傳感器[5]、TMR(隧道磁阻)電流傳感器[6]和磁通門電流傳感器[7-12]等。磁通門原理最早用于對弱磁場的測量，由于其優(yōu)異的性能，目前在電流測量領(lǐng)域也得到了廣泛應(yīng)用。

以磁通門原理設(shè)計的電流傳感器，按照激勵方式可以分為外激勵式和自激勵式。外激勵式磁通門電流傳感器目前一般采用恒壓方波的方式進行激勵[12]，但是其需要獨立的激勵源和解調(diào)電路，結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜。而自激勵式磁通門電流傳感器自身構(gòu)成振蕩器，不需要額外的激勵源，調(diào)制與解調(diào)電路也比較簡單，因而近年來被廣泛關(guān)注。

傳統(tǒng)的自激勵式磁通門電流傳感器由非線性互感器和運算放大器構(gòu)成RL多諧振蕩器來測量電流[7]。李奎等基于傳統(tǒng)的自激勵式電路結(jié)構(gòu)提出了可以進行交直流測量的電流傳感器，但是量程僅僅是0.5 A[8]。王農(nóng)等提出了在準(zhǔn)數(shù)字輸出的情況下可以測量600 A直流電流的傳感器，線性度優(yōu)于1.7%[9]。他們都在交直流測量或者直流測量方面得到了一定的成果。但他們所設(shè)計的傳感器的性能參數(shù)相互影響，不能進行獨立調(diào)節(jié)，具有一定的局限性。

本文在傳統(tǒng)的自激勵式磁通門電流傳感器的基礎(chǔ)上提出一種新型結(jié)構(gòu)，其特點是通過增加1條調(diào)節(jié)支路來實現(xiàn)傳感器相關(guān)性能參數(shù)的獨立調(diào)節(jié)，為傳感器的實用優(yōu)化設(shè)計提供了一種解決方案。

1 自激勵式磁通門的特點與局限性

傳統(tǒng)自激勵式磁通門電流傳感器的電路由非線性電感與比較器，采樣電阻以及門限電壓設(shè)置電阻構(gòu)成多諧振蕩器。正常工作時，比較器輸出一定幅值和頻率的方波，激勵非線性磁芯至(正負(fù))飽和狀態(tài)。當(dāng)原邊繞組中有被測電流時，磁芯中產(chǎn)生偏置磁場，激磁電流和激磁磁通的對稱性被破壞，產(chǎn)生磁通門效應(yīng)；此時激磁電流不再嚴(yán)格對稱，發(fā)生向上或者向下的偏移，激磁電流的不對稱導(dǎo)致比較器的輸出是不對稱的方波信號。在這種電路結(jié)構(gòu)下，通常有2種檢測電流的方法。一種是將檢測電阻Rs上的電流信號通過低通濾波器，得出來的平均電流和待測電流Ip之間具有線性關(guān)系[10]。另一種是通過檢測激勵電壓的占空比[9]，占空比大小和待測電流之間具有線性關(guān)系，但這兩種方法在本質(zhì)上是一致的。

在電路參數(shù)設(shè)置合理的情況下，利用磁芯的磁滯曲線分段線性模型進行推理，在合理假設(shè)的基礎(chǔ)上，得出此電路結(jié)構(gòu)下的自激振蕩周期[10]：

(1)

式中：TSELF為自激振蕩周期；NS為激勵繞組WS的匝數(shù)；AE為磁芯的橫截面積；BS為飽和磁感應(yīng)強度；VH為運算放大器的供電電壓。

由式(1)可知TSELF與待測電流相互獨立。

傳感器的測量范圍[13]是：

(2)

式中：IM為激磁電流的峰值電流；IS為磁芯的飽和電流；IP為待測電流；NP為原邊繞組的匝數(shù)；NS為激勵繞組的匝數(shù)。

通常情況下，原邊繞組的匝數(shù)NP是1匝。所以式(2)可以簡化為

(-IM+IS)·NS≤IP≤(IM-IS)·NS

(3)

在使用檢測占空比D來檢測待測電流的方法中，文獻(xiàn)[9]中得到輸出電壓占空比D和待測電流的關(guān)系方程為

(4)

式中：D為占空比；RS為檢測電阻；RC為繞組內(nèi)阻；VEX為激勵方波信號的幅值電壓。

通過式(1)、式(3)、式(4)可知，傳感器的自激振蕩周期、量程等之間相互關(guān)聯(lián)，無法單獨優(yōu)化其中單個參數(shù)，限制了傳感器的參數(shù)優(yōu)化，這是當(dāng)前此類傳感器中存在的問題。

2 傳感器性能優(yōu)化方法

新型的電流傳感器的電路結(jié)構(gòu)如圖1所示，與傳統(tǒng)自激勵式電路結(jié)構(gòu)相比，此電路增加了一條并聯(lián)支路。添加這條并聯(lián)支路會對電路的電感特性產(chǎn)生影響。如圖1所示，激勵繞組WS1的電感為L1，激勵繞組WS2的電感為L2。當(dāng)采用串聯(lián)接法時，相當(dāng)于單個繞組增加匝數(shù)。當(dāng)采用并聯(lián)接法時，分為同名端并聯(lián)和異名端并聯(lián)，為了方便分析，假定2個激勵繞組的匝數(shù)相同。異名端并聯(lián)且耦合系數(shù)趨近于1時，整體的電感大小趨近于零。同名端并聯(lián)且匝數(shù)相同時，此時L1=L2，且耦合系數(shù)k→1時，等效輸入電感為[14]

(5)

這相當(dāng)于同一磁芯上的線圈并聯(lián)，如果他們之間的耦合不好，即k<1，并聯(lián)后的電感小于單線圈電感。如果2個線圈的匝數(shù)不等，即電感量不等，L1≠L2，而k→1時，由式(5)可知，等效電感趨近于零，這是因為形成了短路環(huán)流。

當(dāng)激磁線圈匝數(shù)和并聯(lián)支路線圈匝數(shù)一致時，對實際電路中的電感幾乎沒有影響，所以對原電路的自激振蕩周期也沒有影響。為了方便對變量的控制以及磁頭制作的便利，選擇并聯(lián)支路繞組匝數(shù)和激磁繞組匝數(shù)一致，以便對自激振蕩周期不產(chǎn)生影響。

對量程方面的影響，根據(jù)式(3)以及測量原理可知，激勵支路的電流IM要盡可能地大于磁芯的飽和電流IS。

在沒有增加并聯(lián)支路的情況下，飽和電流IS的表達(dá)式為

(6)

式中：lE為有效磁路長度；μ0為初始磁導(dǎo)率；μm為相對磁導(dǎo)率。

峰值電流IM為

(7)

式中：VEX為激勵方波信號的幅值電壓；R1和R2為比較器輸出的調(diào)整電阻；RS為檢測電阻。

所以飽和電流IS，峰值電流IM，激勵繞組匝數(shù)NS的改變可以調(diào)整傳感器的量程，但是他們的調(diào)整同樣會改變傳感器的其他性能參數(shù)。如改變激勵繞組匝數(shù)NS或者改變檢測電阻RS都可以調(diào)整傳感器的量程，但NS和RS的改變也會影響傳感器的自激振蕩周期的大小。

如圖1所示，增加1條并聯(lián)支路，此時原激勵支路激勵電流IEX1為

(8)

并聯(lián)支路激勵電流IEX2為

(9)

式中：RC1和RC2分別為2個激勵繞組的電阻；R3為并聯(lián)支路的限流電阻。

所以此時量程的表達(dá)式為

[-(IEX1+IEX2)+IS]NS≤IP≤[(IEX1+IEX2)-IS]NS

(10)

由式(8)、式(9)、式(10)，當(dāng)激勵繞組的電阻值忽略不計且原邊繞組匝數(shù)NP是1匝時，可得到：

(11)

由式(11)可知，并聯(lián)支路電阻R3和傳感器的量程是反比例關(guān)系，通過調(diào)節(jié)并聯(lián)支路電阻R3可以改變傳感器的量程，而對傳感器的其他參數(shù)不產(chǎn)生影響，可以獨立調(diào)節(jié)傳感器量程。

同時對于傳感器其他參數(shù)的調(diào)節(jié)，如改變傳感器的測量帶寬，可以通過減小激勵繞組的匝數(shù)來實現(xiàn)，但是會導(dǎo)致量程減小，此時也可以通過調(diào)整并聯(lián)支路的調(diào)節(jié)電阻R3來補償量程的減小，從而獨立地調(diào)整傳感器的測量帶寬。

3 仿真實驗驗證

本文選用的磁芯材料是82K3HSR；磁芯的JA參數(shù)模型如表1所示。采用PSpice對提出電路進行仿真驗證，磁通門電流傳感器的數(shù)學(xué)仿真采用非線性磁芯的磁滯模型，磁芯模型選用JA參數(shù)模型，該模型是基于現(xiàn)代鐵磁疇結(jié)構(gòu)理論，考慮了磁疇壁的偏轉(zhuǎn)和磁疇磁化矢量在磁化力作用下的旋轉(zhuǎn)[15]。PSpice提供了磁性材料建模工具；同時也可以對信號進行分析和處理[16]。

表1 82K3HSR的JA參數(shù)模型

圖2為仿真電路原理圖。L1是原邊繞組,L2是激勵繞組，L3是并聯(lián)支路繞組，R1是檢測電阻，R2、R3是比較電阻，R4是并聯(lián)支路限流電阻，U1是運算放大器，選用的是LF411，I1為待測電流的電流源。

3.1 量程獨立調(diào)節(jié)及分析

圖2中，通過改變并聯(lián)支路電阻R3的值，來分析并聯(lián)支路對傳感器量程的調(diào)節(jié)能力。激勵繞組L2和并聯(lián)支路繞組L3都是600匝，檢測電阻R1為4.7 kΩ，比較電阻R2為10 kΩ，R3為2 kΩ,運算放大器U1的供電電壓是±15 V。通過測量輸出電壓的占空比，得到不同的并聯(lián)支路電阻對傳感器量程的影響情況。

單繞組時的傳感器的測量范圍是0～1.6 A；添加并聯(lián)支路后(如圖1所示)，繪制的并聯(lián)支路電阻與傳感器量程的關(guān)系曲線如圖3所示，其關(guān)系呈反比例趨勢，仿真結(jié)果符合式(11)的推導(dǎo)結(jié)果。

觀察圖3可以發(fā)現(xiàn)并聯(lián)支路電阻阻值越小，量程增大范圍越大；并聯(lián)支路電阻阻值越大，量程增大范圍越小。所以調(diào)整并聯(lián)支路電阻的阻值可以獨立地調(diào)整傳感器量程。

3.2 帶寬獨立調(diào)節(jié)及分析

通過新型傳感器和傳統(tǒng)傳感器的自激振蕩周期對比，當(dāng)磁芯正常工作時，增加1條并聯(lián)支路不影響傳感器的自激振蕩周期。激勵繞組L2和并聯(lián)支路繞組L3都為600匝，檢測電阻R1為4.7 kΩ，并聯(lián)支路電阻R4為4.7 kΩ，比較電阻R2為10 kΩ，R3為2 kΩ，運算放大器U1的供電電壓是±15 V。

通過仿真得到的自激振蕩頻率結(jié)果見圖4，在傳統(tǒng)電路的有效測量范圍0～1.6 A內(nèi)，自激振蕩周期為646～1 652 μs；在新型電路的有效測量范圍0～3.2 A內(nèi)，自激振蕩周期為645～1 750 μs；可以說明，當(dāng)增加的并聯(lián)支路的激勵繞組和原激勵繞組匝數(shù)一致時，幾乎不影響電路的自激振蕩周期。而若在相同的量程內(nèi)，新型傳感器的自激振蕩周期變化更小。

若要獨立地調(diào)整傳感器的測量帶寬，根據(jù)式(1)，可以減小激磁繞組的匝數(shù)NS來減小自激振蕩周期，從而提高測量帶寬；但是根據(jù)式(3)，減小激磁繞組的匝數(shù)NS會導(dǎo)致傳感器的量程減小，可以通過增加并聯(lián)支路的方法，獨立地調(diào)整傳感器的量程，以補償因減小激磁繞組匝數(shù)而減小的量程，這樣可以達(dá)到傳感器的測量帶寬的獨立調(diào)節(jié)。

如表2所示，單繞組600匝激勵時，自激振蕩周期是646 μs，量程是0～1.6 A；當(dāng)調(diào)整單繞組為300匝激勵時，自激振蕩周期是324 μs，量程是0～800 mA；通過增加一條并聯(lián)支路，并且設(shè)置激勵繞組匝數(shù)和并聯(lián)支路匝數(shù)都是300匝，并聯(lián)支路電阻值是4.7 kΩ，此時自激振蕩周期是326 μs，量程是0～1.6 A。所以通過增加并聯(lián)支路可以獨立地調(diào)節(jié)傳感器的自激振蕩周期，從而獨立地調(diào)節(jié)傳感器的測量帶寬。

表2 帶寬調(diào)節(jié)對比

4 結(jié)束語

本文提出了一種新型單磁芯開環(huán)磁通門電流傳感器，通過增加1條并聯(lián)調(diào)節(jié)支路，并且保持并聯(lián)調(diào)節(jié)支路的繞組匝數(shù)和原激勵支路的繞組匝數(shù)一致。通過理論分析得到該傳感器的帶寬、量程關(guān)系方程，發(fā)現(xiàn)其參數(shù)可以獨立調(diào)節(jié)。通過仿真實驗證明，該傳感器在保留了傳統(tǒng)自激勵式磁通門傳感器結(jié)構(gòu)簡單基礎(chǔ)上，克服了設(shè)計參數(shù)相互影響的缺點，為單磁芯開環(huán)磁通門電流傳感器的設(shè)計提供了一種簡便有效的方案。