劉 林，熊 蘭，高迎飛

（湖北工業(yè)大學(xué)太陽能高效利用及儲(chǔ)能運(yùn)行控制湖北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，武漢 430068）

近年來，為了解決能源消耗日益嚴(yán)重的問題，各國提出了新能源技術(shù)發(fā)展方針。國家發(fā)展改革委、國家能源局聯(lián)合發(fā)布了《關(guān)于加快推動(dòng)新型儲(chǔ)能發(fā)展的指導(dǎo)意見（征求意見稿）》，指出要構(gòu)建綠色低碳能源體系，推廣分布式風(fēng)電、光伏能源應(yīng)用，促進(jìn)我國碳達(dá)峰、碳中和加速進(jìn)行[1]。綠色新能源發(fā)電存在間歇性與不穩(wěn)定問題，大規(guī)模并網(wǎng)后會(huì)對(duì)電力系統(tǒng)穩(wěn)定性產(chǎn)生影響，需要在發(fā)電系統(tǒng)中加入儲(chǔ)能裝置以保證系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行[2]。配合新能源技術(shù)的儲(chǔ)能技術(shù)的作用表現(xiàn)在削峰填谷、聯(lián)合調(diào)頻、支撐電網(wǎng)電壓頻率、提高電能質(zhì)量等多個(gè)方面[3-6]。截至2020 年底，我國儲(chǔ)能項(xiàng)目累計(jì)裝機(jī)容量約33 GW[7]。2020 年底至2021 年初，東北、山東、湖南等多個(gè)地區(qū)已出臺(tái)或即將出臺(tái)調(diào)峰輔助服務(wù)市場運(yùn)營規(guī)則[8-10]。最高規(guī)模達(dá)400 MW 的儲(chǔ)能電站正在建設(shè)中，江蘇、福建、山東等地多個(gè)百M(fèi)W 級(jí)別的儲(chǔ)能型電站已建成，可見儲(chǔ)能需求在向規(guī)模化和大容量方向發(fā)展，儲(chǔ)能技術(shù)不斷進(jìn)步，電網(wǎng)側(cè)儲(chǔ)能技術(shù)的發(fā)展十分迅速[11-12]。

儲(chǔ)能變流器PCS（power conversion system）是儲(chǔ)能系統(tǒng)接入電網(wǎng)的關(guān)鍵設(shè)備，已商用的儲(chǔ)能變流器分為單級(jí)式與多級(jí)式2 種結(jié)構(gòu)。多級(jí)式結(jié)構(gòu)相比單級(jí)式結(jié)構(gòu)增加了DC-DC 變換器，在電池與DC-AC變換器之間進(jìn)行電壓等級(jí)變換，使得電池的工作電壓可以在較大范圍內(nèi)變化。由于電池單體存在差異，串聯(lián)電池的級(jí)數(shù)過多會(huì)增加電池管理的難度，也降低電池組壽命，因而電池組電壓比DC-AC 變換器的直流母線電壓低很多，此時(shí)非隔離型DC-DC變換器的效率較低，應(yīng)該采用隔離型變換器[13]。傳統(tǒng)隔離型雙向DC-DC 變換器，如隔離型的雙向Cuk 變換器、雙向半橋變換器、雙向推挽變換器均運(yùn)行在硬開關(guān)狀態(tài)，損耗較高[14]。于是，具有優(yōu)異軟開關(guān)特性的雙向LLC 變換器受到了廣泛關(guān)注。

雙向LLC 變換器由可控全橋電路、諧振電感Lr、高頻變壓器勵(lì)磁電感Lm和諧振電容Cr構(gòu)成。傳統(tǒng)LLC 變換器具有原邊開關(guān)管零電壓開通ZVS（zero voltage switching）和副邊開關(guān)管零電流關(guān)斷ZCS（zero current switching）的特性，電磁干擾低，開關(guān)管電壓應(yīng)力較低，因此可以提高變流器效率，被廣泛應(yīng)用于電池充電器、電動(dòng)汽車充電站及光伏發(fā)電系統(tǒng)。但在反向工作過程中，由于變換器電路特性發(fā)生改變，軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)具有一定難度，且諧振電路環(huán)流較大，電路工作效率降低[15]。

為了解決LLC 變換器反向工作效率降低的問題，研究人員提出了雙向CLLC 變換器，在變換器副邊添加諧振電感Lr2和諧振電容Cr2，使得能量雙向流動(dòng)的過程中變換器的結(jié)構(gòu)完全相同，且實(shí)現(xiàn)了原邊開關(guān)管的ZVS 與副邊開關(guān)管的ZCS，變換器損耗很小。

儲(chǔ)能系統(tǒng)的電池在充放電過程中，雙向DC-DC變換器的一端為大幅度變化的電池電壓，另一端為后級(jí)并網(wǎng)電路的直流側(cè)。因此變換器雙向工作過程均需要滿足電壓寬范圍調(diào)節(jié)的要求。若儲(chǔ)能系統(tǒng)采用高壓直掛式結(jié)構(gòu)接入電網(wǎng)，則LLC/CLLC（以下簡稱（C）LLC）變換器需要承受較高的輸入電壓。盡管新型開關(guān)器件具有較高的耐壓值，但會(huì)顯著提高成本，因此實(shí)際應(yīng)用中多采用多重化的變換器結(jié)構(gòu)。另一方面，（C）LLC 變換器的諧振電流近似為正弦波，波峰系數(shù)大，造成磁性元件損耗增大，而儲(chǔ)能系統(tǒng)常常是大功率大電流的應(yīng)用，因而磁性元件的發(fā)熱問題會(huì)更加嚴(yán)重[16]。解決這些問題要從電路拓?fù)浜涂刂品矫娌扇〈胧４送?，（C）LLC 變換器在實(shí)際啟動(dòng)中有大容量濾波電容的充電電流和磁元件的勵(lì)磁涌流，且諧振腔阻抗小，會(huì)產(chǎn)生沖擊電流而造成電路元件損壞[17]，所以軟啟動(dòng)是此類儲(chǔ)能變流器實(shí)際應(yīng)用必須考慮的問題。

目前，LLC 變換器大功率應(yīng)用的參數(shù)設(shè)計(jì)方法、控制策略研究逐漸成熟，出現(xiàn)了大量適用于高壓大電流的新型拓?fù)洌浞聪騻鬏敃r(shí)增益受限、效率降低的問題仍待解決。而具有優(yōu)異雙向特性的CLLC 變換器，其研究趨向于更高工作頻率和功率密度，由于諧振參數(shù)設(shè)計(jì)的限制，目前應(yīng)用場合多為中小功率。但若與級(jí)聯(lián)型并網(wǎng)變換器相結(jié)合，則CLLC 變換器用作大功率儲(chǔ)能變流器的前級(jí)電路也是一種具有吸引力的解決方案。

本文從控制策略、新拓?fù)?、軟啟?dòng)方法等方面介紹LLC 和CLLC 變換器的相關(guān)研究成果，分析比較CLLC 變換器相對(duì)于LLC 變換器的特點(diǎn)，并結(jié)合實(shí)際應(yīng)用中的問題展望其在儲(chǔ)能變流器中的應(yīng)用前景，以期為儲(chǔ)能裝置在電力系統(tǒng)的工程應(yīng)用提供方案。

1 （C）LLC 變換器控制及寬輸出范圍的實(shí)現(xiàn)

雙向LLC 及雙向CLLC 諧振變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分別如圖1 和圖2 所示。儲(chǔ)能系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行要求（C）LLC 變換器具有較寬的電壓調(diào)節(jié)范圍。傳統(tǒng)脈沖頻率調(diào)制PFM（pulse frequency modulation）控制受到工作頻率范圍的限制，因而輸出電壓調(diào)節(jié)范圍有限。為了在各種負(fù)載工況下都能獲得較寬的輸出電壓調(diào)節(jié)范圍，實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)，現(xiàn)有研究從控制策略和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)兩方面進(jìn)行優(yōu)化和改進(jìn)。由于CLLC 變換器與LLC 變換器結(jié)構(gòu)相似，能夠用于LLC 變換器的控制思路也都適用于CLLC 變換器。

圖1 雙向LLC 諧振變換器Fig.1 Bidirectional LLC resonant converter

圖2 雙向CLLC 諧振變換器Fig.2 Bidirectional CLLC resonant converter

1.1 LLC 變換器的控制方法

當(dāng)LLC 變換器工作在滿載狀態(tài)下，基于基波分析FHA（first harmonic approximation）法的PFM 控制是一種有效的電壓調(diào)節(jié)方式[17]。但是輕載工況下，變換器正向或反向工作時(shí)使用PFM 都存在電壓調(diào)節(jié)范圍有限、軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)困難的問題。已有研究基于模態(tài)分析OMA（operation mode analysis）法對(duì)LLC 變換器的建模分析，將電路工作過程分解為多個(gè)模態(tài)，推導(dǎo)不同階段等效電路的方程，得到解析解[18-20]。然后據(jù)此針對(duì)輕載工況提出了間歇模式控制、脈沖寬度控制、移相控制等控制方法，有效地?cái)U(kuò)展了輸出電壓調(diào)節(jié)范圍，提高了變換器效率。

1.1.1 PFM 變頻控制

PFM 控制是LLC 變換器常用的控制方式，基于FHA 對(duì)電路工作原理的分析，固定開關(guān)的占空比，通過調(diào)節(jié)開關(guān)頻率改變電路的電壓增益，從而控制輸出電壓。該方法是一種針對(duì)基波的正弦穩(wěn)態(tài)分析，圖3 給出了電壓增益隨頻率變化的示例曲線，其中：k 為變壓器勵(lì)磁電感Lm與諧振電感Lr的比值，k=Lm/Lr；Q為諧振電路的品質(zhì)因數(shù)，Q=，Cr為諧振電容，Req為等效輸出負(fù)載。當(dāng)變換器正向工作在感性區(qū)域時(shí)，電壓增益與開關(guān)頻率負(fù)相關(guān)，且原邊開關(guān)管實(shí)現(xiàn)全范圍ZVS，但是反向工作時(shí)只有在重載工況能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)管的ZVS。而在輕載狀態(tài)或輸入電壓大范圍變化時(shí)，PFM 控制可能使得開關(guān)頻率持續(xù)上升，超過頻率上限，但輸出電壓仍達(dá)不到設(shè)定值，同時(shí)副邊開關(guān)管失去ZCS，開關(guān)損耗升高。

圖3 LLC 諧振變換器電壓增益曲線Fig.3 Voltage gain curves of LLC resonant converter

1.1.2 間歇控制模式

LLC 變換器間歇控制模式的控制信號(hào)VG如圖4 所示。當(dāng)輸出電壓超過設(shè)定電壓峰值Voff時(shí)，原邊開關(guān)管閉鎖，當(dāng)輸出電壓Vout達(dá)到設(shè)定谷值Von時(shí)，原邊開關(guān)管工作于效率最高的工作頻率。其控制方式與滯環(huán)控制相似，能夠顯著提高輕載狀態(tài)的效率。文獻(xiàn)[21]在Burst on 模式中選擇能夠?qū)崿F(xiàn)軟開關(guān)的最小占空比的PWM 脈沖，能夠部分減小電壓紋波。文獻(xiàn)[22]實(shí)現(xiàn)了數(shù)字控制的自適應(yīng)脈沖數(shù)切換的Burst 模式，利用簡化最優(yōu)軌跡控制SOTC（simpli-fied optimal trajectory control）縮短負(fù)載變化的變換器動(dòng)態(tài)過程，提高響應(yīng)速度和輕載效率。但基于Burst 模式的控制原理都無法避免電壓紋波較大的問題，因此不適合用于電池充電器。

圖4 LLC 諧振變換器的間歇模式控制信號(hào)Fig.4 Control signal of LLC resonant converter in burst mode

1.1.3 不對(duì)稱脈寬調(diào)制APWM 控制

采用不對(duì)稱脈寬調(diào)制APWM（asymmetric pulse width modulation）控制可以降低開關(guān)頻率大幅度變化帶來的高頻磁損耗[23]，其開關(guān)頻率在諧振頻率附近，通過調(diào)節(jié)占空比穩(wěn)定輸出電壓，但是電路可能不再工作于ZVS 狀態(tài)，開關(guān)損耗增大。文獻(xiàn)[24]提出在電路進(jìn)入輕載狀態(tài)時(shí)由常規(guī)的PFM 控制切換為APMW 控制，降低電壓增益，使得輸出電壓達(dá)到設(shè)定值。這種控制方法使得電路磁性元件設(shè)計(jì)更容易，但APWM 占空比與電壓增益并不是單調(diào)相關(guān)，因而不對(duì)稱占空比的調(diào)節(jié)范圍有限。

1.14 移相控制PSM

LLC 變換器的移相控制采用如圖5（a）所示的開關(guān)信號(hào)，通過調(diào)節(jié)原邊2 個(gè)橋臂之間的移相角度控制輸出電壓，擴(kuò)大了電壓調(diào)節(jié)范圍，減小了功率回流；但滯后橋臂開關(guān)管的開通為硬開關(guān)，且所得的電壓增益最大為1。圖5（b）為移相控制的電壓增益曲線，其中，fn為歸一化頻率，即開關(guān)頻率fs與諧振頻率fr的比值，fn=fs/fr。因此有學(xué)者提出在電路增益大于1 時(shí)采用移相控制PFM（phase shift mod-ulation），所需增益小于1 時(shí)采用PSM[25]。

圖5 移相控制的信號(hào)與電壓增益Fig.5 Control signal and voltage gain of PSM

文獻(xiàn)[26]分析了電路輕載狀態(tài)下所有元件的損耗，預(yù)先依據(jù)電路總損耗最低的目標(biāo)計(jì)算原邊2 個(gè)橋臂間的移相角，輕載狀態(tài)時(shí)原邊開關(guān)管由PFM控制切換為PSM 控制。文獻(xiàn)[27]將變換器輕載運(yùn)行狀態(tài)分為5 個(gè)模態(tài)，采用OMA 的時(shí)域分析方法，離線計(jì)算各個(gè)模態(tài)的狀態(tài)軌跡方程，得到副邊移相角與電壓增益的線性關(guān)系，通過調(diào)節(jié)副邊開關(guān)管移相角拓寬了輕載狀態(tài)下的電壓調(diào)節(jié)范圍。但該方法在重載狀態(tài)下的效率較低，因而不宜單獨(dú)用在全部負(fù)載范圍。

1.2 變模態(tài)和變諧振元件參數(shù)的控制方法

1.2.1 變模態(tài)控制策略

文獻(xiàn)[28]在LLC 諧振變換器的原邊采用半橋與全橋混合的結(jié)構(gòu)，并提出了一種變模態(tài)控制策略。當(dāng)輸入電壓很低時(shí)，原邊的全橋采用PFM 控制。當(dāng)輸入電壓升高到一定水平時(shí)，全橋電路切換為PSM 控制。當(dāng)輸入電壓進(jìn)一步升高時(shí)，由原邊的半橋工作于PFM 模式。這種切換由數(shù)字控制器的軟件實(shí)現(xiàn)，無需輔助切換電路。在從輕載到重載的全范圍內(nèi)，原邊開關(guān)管都可以實(shí)現(xiàn)ZVS，而副邊整流二極管可以實(shí)現(xiàn)ZCS。

1.2.2 變諧振元件控制

根據(jù)LLC 諧振變換器的FHA 模型，電壓增益不僅與開關(guān)頻率有關(guān)，也與諧振元件參數(shù)有關(guān)。通過改變諧振元件參數(shù)，調(diào)節(jié)電路等效阻抗，從而改變變換器的電壓分布和輸出電壓。但是由于諧振元件參數(shù)與輸出電壓的變化關(guān)系不是單調(diào)的，這種調(diào)節(jié)方式比較復(fù)雜，主要有變諧振電感與變諧振電容2 種方式。

（1）變諧振電感。變諧振電感策略采用固定的開關(guān)頻率，但是改變了歸一化開關(guān)頻率、電感比和品質(zhì)因數(shù)[29]。文獻(xiàn)[30]提出采用圖6 所示的帶中心氣隙和輔助控制繞組的雙E 鐵芯可變電感器作為諧振電感Lr，通過控制電感邊柱繞組的直流偏置電流，調(diào)節(jié)Lr的電感量，改變電路的電壓增益，達(dá)到控制電壓輸出的目的。但是可變電感器需要額外的控制回路，磁芯體積增大，也會(huì)產(chǎn)生額外的損耗。

圖6 可變電感器Fig.6 Variable inductor

（2）變諧振電容。變諧振電容策略采用圖7 所示的多開關(guān)控制的電容電路調(diào)節(jié)輸出電壓。文獻(xiàn)[31]預(yù)先計(jì)算不同的諧振電容值所對(duì)應(yīng)的電壓增益，在工作過程中以查表的方式確定所需電容，控制輔助開關(guān)的通斷，改變等效諧振電容。這種策略能夠避免開關(guān)頻率在較大范圍變化，為電壓調(diào)節(jié)提供了思路。但需要增加輔助控制回路，且并聯(lián)的開關(guān)以及電容的數(shù)量會(huì)限制電壓調(diào)節(jié)的范圍和控制精度。

圖7 可變諧振電容Fig.7 Variable resonant capacitor

1.3 CLLC 變換器的控制方法

第1.1 節(jié)和第1.2 節(jié)的控制方法都可以用于CLLC 變換器。同時(shí)由于其結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，CLLC 變換器有一些獨(dú)特的控制方法?；贠MA 建模的移相控制應(yīng)用于CLLC 變換器時(shí)，可以采用原邊移相控制、副邊移相控制以及原副邊之間的移相控制等多重移相控制方式。這種控制策略逐漸受到研究人員的關(guān)注。文獻(xiàn)[32]提出了一種移相變頻的混合控制，只控制原邊全橋的開關(guān)管，副邊則不控整流，因而導(dǎo)通損耗較高。文獻(xiàn)[33]基于多重移相的策略，計(jì)算電路綜合損耗，求解ZVS 的移相角范圍，得出了副邊移相角等于原邊的一半時(shí)電路效率最高的結(jié)論。文獻(xiàn)[34]提出了一種三重移相控制，基于多諧波阻抗模型推導(dǎo)出原邊相移角、副邊相移角和原副邊相移角與輕載狀態(tài)的電壓增益、諧振電流的關(guān)系曲線，設(shè)計(jì)出適用于輕載模式的原邊移相與原副邊間移相相結(jié)合的雙移相控制。

CLLC 變換器的控制方法仍有較多的發(fā)展空間。其中多重移相控制進(jìn)一步拓寬了電壓調(diào)節(jié)的范圍，更加契合電池儲(chǔ)能系統(tǒng)中電壓大范圍變化的應(yīng)用需求。

2 高電壓與大電流輸出的實(shí)現(xiàn)

面向儲(chǔ)能系統(tǒng)應(yīng)用的（C）LLC 變換器如何實(shí)現(xiàn)高輸入電壓、大電流輸出的問題，已有大量關(guān)于改進(jìn)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與控制策略的相關(guān)研究為其提供了解決方法。

2.1 高輸入電壓的實(shí)現(xiàn)

隨著儲(chǔ)能系統(tǒng)電壓等級(jí)的提升，（C）LLC 變換器的輸入電壓也要相應(yīng)提高。為避免引入高耐壓開關(guān)器件帶來的高成本，可以采用多電平變換器或多模塊串聯(lián)型（C）LLC 變換器。典型的有二極管箝位型三電平LLC 變換器[35]以及圖8（a）所示的飛跨電容型三電平LLC 變換器[36]，能有效降低開關(guān)器件的電壓應(yīng)力，但仍存在諧振電路電流應(yīng)力大的問題，比較適用于高電壓小電流的中小功率場合。圖8（b）給出了一種實(shí)用的輸入串聯(lián)、輸出并聯(lián)的復(fù)合LLC 變換器結(jié)構(gòu)[37]，降低了單個(gè)變壓器的功率，但2個(gè)模塊間存在電壓均衡問題，因此其研究集中在模塊間的電壓平衡上。文獻(xiàn)[38]提出了一種模塊化多相多電平LLC 變換器，在原邊將n 個(gè)半橋LLC 變換器的半橋依次串聯(lián)，副邊采用n 相不控整流電路，使原邊開關(guān)管電壓應(yīng)力僅為輸入電壓的1/n，而每個(gè)變壓器的功率也降低為1/n。這種結(jié)構(gòu)相比圖8（b）所示的結(jié)構(gòu)更為緊湊，不僅可以提高輸入電壓，也有利于諧振網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)設(shè)計(jì)，要應(yīng)用于儲(chǔ)能變流器時(shí)則需要改造為可反向運(yùn)行的結(jié)構(gòu)。

圖8 高輸入電壓的LLC 諧振變換器Fig.8 LLC resonant converter with high input voltage

二極管箝位型和飛跨電容型三電平拓?fù)湫枰紤]電容電壓的平衡控制，而輸入串聯(lián)的復(fù)合結(jié)構(gòu)要控制調(diào)節(jié)各模塊的等效阻抗和功率，以保持各模塊的電壓均衡。二者都有可行的控制方法，但后者比前者更易于輸入電壓和功率的擴(kuò)展。

2.2 大電流輸出的實(shí)現(xiàn)

LLC 變換器應(yīng)用于大電流場合時(shí)，由于諧振電流近似為正弦波，其波峰系數(shù)大，導(dǎo)致磁性元件的發(fā)熱迅速增大，使得諧振元件的設(shè)計(jì)更加困難。一種方法是采用三相LLC 變換器[39-40]，實(shí)質(zhì)是使3 個(gè)諧振變換器交錯(cuò)運(yùn)行而減小諧振電流峰值，也減小了直流側(cè)紋波和磁元件的體積。也可以利用并聯(lián)LLC 模塊的電路結(jié)構(gòu)將總電流平均分配到各個(gè)模塊，以降低總的發(fā)熱損耗[38,41]。但是文獻(xiàn)[42]的實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，并聯(lián)模塊諧振元件參數(shù)2.5%的偏差就可使并聯(lián)模塊間均流誤差達(dá)到20%。

對(duì)于并聯(lián)型結(jié)構(gòu)的電流均衡問題，已有多種解決方案。一種基本方法是增加諧振電流采樣電路并引入均流控制，調(diào)節(jié)各模塊的運(yùn)行參數(shù)[43]。為了能夠采用固定開關(guān)頻率，有研究將變諧振電容[44]、變諧振電感[45]的方式用于均衡控制，通過改變諧振元件的參數(shù)控制并聯(lián)LLC 模塊的諧振電流或輸出電壓。雖然需要增加額外的控制回路，但可以固定開關(guān)頻率，更易于數(shù)字控制的算法與實(shí)現(xiàn)。圖9 給出了一種諧振電容可調(diào)的LLC 變換器并聯(lián)結(jié)構(gòu)。

圖9 諧振電容可調(diào)的并聯(lián)LLC 變換器Fig.9 Parallel LLC converter with variable resonant capacitors

對(duì)于大電流下輸出紋波大的問題，也可以在并聯(lián)LLC 模塊間采用交錯(cuò)運(yùn)行的方式緩解[44-45]。綜上所述，并聯(lián)型LLC 變換器能夠解決高功率大電流場合的高效電能變換問題，但均流控制增加了控制器的復(fù)雜度，同時(shí)將增加額外的開關(guān)器件及輔助電路，影響經(jīng)濟(jì)性。

當(dāng)CLLC 變換器面臨高電壓輸入、大電流輸出的應(yīng)用需求時(shí)，多電平或串/并聯(lián)的拓?fù)渫瑯邮强尚械慕鉀Q方案。文獻(xiàn)[46]設(shè)計(jì)了一種原邊串聯(lián)副邊并聯(lián)的CLLC 變換器，如圖10 所示，進(jìn)行了4 個(gè)子模塊的200 kW 樣機(jī)開環(huán)實(shí)驗(yàn)，但未涉及串聯(lián)模塊間的電壓均衡控制。多模塊的結(jié)構(gòu)能適應(yīng)大功率應(yīng)用，但其實(shí)現(xiàn)與控制存在一定難度。

圖10 原邊串聯(lián)副邊并聯(lián)的CLLC 變換器Fig.10 Input-series-output-parallel CLLC converter

3 軟啟動(dòng)控制

（C）LLC 變換器啟動(dòng)過程中存在電流涌流和輸出電壓過沖的現(xiàn)象，不加以抑制可能會(huì)導(dǎo)致諸如燒毀電路等嚴(yán)重問題。若應(yīng)用在大功率場合則涌流現(xiàn)象更明顯。為限制啟動(dòng)涌流以及快速平穩(wěn)地建立輸出電壓，有以下3 類軟啟動(dòng)控制方法。

3.1 開環(huán)軟啟動(dòng)

在LLC 變換器啟動(dòng)過程中，開關(guān)頻率從最大頻率開始降低的方法可以有效消除電流超調(diào)，但不能完全抑制啟動(dòng)瞬間的電流尖峰；而改變脈寬的方法可以有效消除啟動(dòng)瞬間的電流尖峰，但不能完全抑制電流超調(diào)。因而需要將兩者結(jié)合，例如開關(guān)管先以最大頻率工作，占空比從0 逐漸增加到0.5，然后開關(guān)頻率逐漸減少到諧振頻率[47]。文獻(xiàn)[48]在啟動(dòng)過程前2.5 ms 從2 倍諧振頻率開始降頻，后7.5 ms采用移相方式，有效地限制了電流涌動(dòng)，但啟動(dòng)時(shí)間長，移相過程電路工作在硬開關(guān)狀態(tài)。

3.2 基于最優(yōu)軌跡控制的軟啟動(dòng)策略

最優(yōu)軌跡控制OTC（optimal trajectory control）將LLC 變換器的運(yùn)行過程分解為多個(gè)線性狀態(tài)，求解各狀態(tài)的等效電路方程，建立變換器的廣義數(shù)值模型，控制動(dòng)態(tài)過程的軌跡，并對(duì)各狀態(tài)變量和輸出進(jìn)行高精度預(yù)測。文獻(xiàn)[49]基于圖形狀態(tài)軌跡法，預(yù)先求解模態(tài)切換點(diǎn)的電流、開關(guān)頻率和占空比，控制變換器按照預(yù)設(shè)軌跡啟動(dòng)，能夠有效減小啟動(dòng)過程涌流，縮短啟動(dòng)時(shí)間。實(shí)際應(yīng)用中，根據(jù)啟動(dòng)電流上下限值計(jì)算可取的開關(guān)頻率，通過查表獲得各狀態(tài)的啟動(dòng)參數(shù)，但模型建立與計(jì)算過程復(fù)雜，計(jì)算結(jié)果為近似值。

一種簡化最優(yōu)軌跡控制SOTC（simplified optimal trajectory control），監(jiān)測輸出電壓、電流的瞬時(shí)值，實(shí)時(shí)判斷所需的頻率和脈沖寬度以遵循多個(gè)狀態(tài)之間的最佳軌跡[50]。SOTC 的優(yōu)點(diǎn)是對(duì)負(fù)載變化非常靈敏，對(duì)輸出電流的控制更精確，電流涌動(dòng)進(jìn)一步降低，但對(duì)采樣和檢測電路提出了更高要求，需要計(jì)算能力極強(qiáng)的控制器。

3.3 變模態(tài)軟啟動(dòng)控制

文獻(xiàn)[51]提出在啟動(dòng)階段，Q3閉鎖而Q4導(dǎo)通，使全橋LLC 變換器工作在半橋模式。Q1和Q2的占空比為0.5，開關(guān)頻率從2 倍諧振頻率逐漸下降。待輸出電壓上升到一定數(shù)值后，電路轉(zhuǎn)為全橋模式。該方法簡單易行，對(duì)啟動(dòng)階段的涌動(dòng)有一定抑制效果，但仍存在較大涌流，啟動(dòng)頻率較高。

由以上軟啟動(dòng)控制的原理可知，這些方法對(duì)CLLC 變換器也是適用的。

4 大功率（C）LLC 變換器諧振參數(shù)設(shè)計(jì)選型中的挑戰(zhàn)

針對(duì)LLC 變換器應(yīng)用于大功率場合，已有較為成熟的諧振參數(shù)設(shè)計(jì)方案[52-53]。CLLC 變換器提出的時(shí)間較晚，工作原理與雙向LLC 相似，但是具有優(yōu)異的雙向工作特性。不同于LLC 變換器反向狀態(tài)僅能在重載工況實(shí)現(xiàn)ZVS，CLLC 變換器的反向狀態(tài)與正向的電壓增益特性相似，可以全范圍實(shí)現(xiàn)ZVS。值得注意的是，由于是串聯(lián)諧振，諧振電容的電壓峰值可能會(huì)大幅超過直流母線電壓，同時(shí)還要流過高頻的大電流，這給電容器的選型帶來了挑戰(zhàn)。

目前，CLLC 變換器的高頻化與高功率密度應(yīng)用成為研究熱點(diǎn)。已有的1 MHz 級(jí)別CLLC 變換器中，隔離變壓器體積顯著縮小，損耗降低。但這種高頻化使諧振電容的耐壓等級(jí)面臨更大的考驗(yàn)。諧振電容要求高頻特性好，通常選用金屬化聚丙烯膜電容MKP（metalized polypropylene film capacitor）。圖11 為MKP 電容交流耐壓VRMS隨頻率變化的典型曲線，MKP 電容型號(hào)為B3264B/2 000 V DC。隨著頻率上升，電容耐壓顯著下降，而且容值越大電容耐壓下降越明顯。因此，可以采用多個(gè)小容值高耐壓的電容并聯(lián)。表1 為TDK 公司部分MKP 電容在85℃、100 kHz 條件下的耐受電流紋波參數(shù)?？梢?，容值較小的電容能流過的電流也更小，因此大功率場合的諧振電容設(shè)計(jì)要同時(shí)兼顧容量、耐壓和過流能力等因素。當(dāng)采用多個(gè)小容值電容并聯(lián)方案時(shí)，諧振電容的過流能力、一致性和老化特性都會(huì)給CLLC 變換器的設(shè)計(jì)和應(yīng)用造成限制或帶來不利影響。

圖11 MKP 電容耐壓隨頻率變化曲線Fig.11 Curves of MKP capacitor voltage rating versus frequency

表1 TDK 公司部分MKP 電容的電流參數(shù)Tab.1 Current parameter of some MKP capacitors produced by TDK company

相比LLC 變換器，CLLC 變換器的工作特性對(duì)諧振元件參數(shù)更敏感。由FHA 分析可知，CLLC 變換器的輸出電壓增益與原副邊電容比g、原副邊電感比l 有關(guān)。相較LLC 變換器的變頻控制，CLLC 變換器的g、l 都會(huì)影響增益曲線的變化趨勢。圖12顯示了CLLC 變換器電容比g 較小時(shí)的電壓增益曲線變化，圖中部分曲線出現(xiàn)了2 個(gè)諧振峰，PFM的應(yīng)用受限，因此CLLC 變換器的參數(shù)設(shè)計(jì)需要考慮更多方面。文獻(xiàn)[54]分析了不對(duì)稱CLLC 變換器的參數(shù)設(shè)計(jì)，根據(jù)正反向的電壓調(diào)節(jié)范圍不同，降低頻率變化范圍，減小變壓器損耗。不對(duì)稱CLLC變換器的正反向等效電路的參數(shù)不同，要在雙向工作過程都實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，會(huì)加大設(shè)計(jì)難度。適應(yīng)寬電壓調(diào)節(jié)范圍、減少多諧振峰影響的CLLC 變換器參數(shù)設(shè)計(jì)方法仍待提出。

圖12 CLLC 諧振變換器電壓增益曲線Fig.12 Voltage gain curves of CLLC resonant converter

綜上所述，CLLC 變換器元件參數(shù)和控制變量多且相互影響，參數(shù)設(shè)計(jì)優(yōu)化困難，仍有較多問題需要研究。

5 （C）LLC 變換器在儲(chǔ)能系統(tǒng)中的應(yīng)用

隨著功率器件和新型控制策略的發(fā)展，LLC 變換器被應(yīng)用于儲(chǔ)能系統(tǒng)ESS（energy storage system）、電動(dòng)汽車EV（electric vehicle）、光伏PV（photovolta-ic）儲(chǔ)能等多個(gè)領(lǐng)域。表2 列出了近3 年部分LLC 變換器的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)[55-59]。

表2 近三年部分LLC 變換器的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)Tab.2 Prototypes parameters of LLC converter proposed in the last three years

LLC 變換器已經(jīng)被廣泛用于較高電壓和較大功率的變流器。文獻(xiàn)[59]將LLC 變換器應(yīng)用于50 kV的高壓充電電源，但由于負(fù)載功率有限，實(shí)驗(yàn)中輸出功率僅為額定功率的70%。文獻(xiàn)[52]將輸出電壓為800 V 的LLC 變換器用作35 kV 級(jí)聯(lián)型并網(wǎng)系統(tǒng)的前級(jí)。文獻(xiàn)[53]將6 個(gè)LLC 變換器模塊的輸入并聯(lián)、輸出串聯(lián)，構(gòu)成高壓輸入的50 kW 陽極電源。文獻(xiàn)[60]采用LLC 變換器作為電力電子牽引變壓器PETT（power electronic traction transformer）DC-DC環(huán)節(jié)，推導(dǎo)電流紋波的計(jì)算方法，并據(jù)此優(yōu)化諧振參數(shù)設(shè)計(jì)過程，搭建了160 kW 較低輸出電流紋波的PETT 動(dòng)力電池實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。

電動(dòng)汽車領(lǐng)域的V2G（vehicle-to-grid）技術(shù)利用雙向變換器實(shí)現(xiàn)電動(dòng)汽車與電網(wǎng)之間能量雙向流動(dòng)，將EV 電池用作按照電網(wǎng)調(diào)度指令有序充放電的儲(chǔ)能單元，幫助電網(wǎng)削峰填谷。V2G 變換器輸出電壓變化范圍較寬，功率等級(jí)集中在15～60 kW[61]，其DC-DC 環(huán)節(jié)廣泛采用CLLC 變換器，表3 給出了一些CLLC 變換器的應(yīng)用實(shí)例[61-65]。在中小功率應(yīng)用中CLLC 變換器的參數(shù)設(shè)計(jì)、器件選型相對(duì)容易，而高頻化可以顯著縮小變換器體積，加之新型控制方法提供了更寬的電壓調(diào)節(jié)范圍，因而比較適用于電動(dòng)汽車。

表3 CLLC 變換器的應(yīng)用實(shí)例Tab.3 Application examples of CLLC converter

CLLC 變換器也可以以多電平或多模塊串/并聯(lián)的方式用于高電壓、大電流的應(yīng)用[52]。文獻(xiàn)[66]采用了原副邊均為三電平全橋的雙向CLLC 變換器，能夠適用200～700 V 的電壓范圍。文獻(xiàn)[67]提出一種交錯(cuò)并聯(lián)的CLLC 變換器結(jié)構(gòu)，采用磁集成技術(shù)縮小變壓器體積，但實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)功率僅為1 kW。

比較LLC 與CLLC 變換器的研究與應(yīng)用趨勢，LLC 變換器的控制策略研究更加完善，適用于高效單向輸出的場合，但反向傳輸效率有所降低。已有多模塊串/并聯(lián)的LLC 變換器應(yīng)用于儲(chǔ)能系統(tǒng)，但新型控制方法的數(shù)字控制實(shí)現(xiàn)是個(gè)難點(diǎn)。CLLC 變換器具有電壓調(diào)節(jié)范圍大、雙向工作性能優(yōu)異的特點(diǎn)，在電動(dòng)汽車V2G 中的應(yīng)用已經(jīng)是熱點(diǎn)，而能夠提高其能量傳輸效率的控制方法仍有研究空間。多模塊結(jié)構(gòu)使得這2 種變換器都能夠用于大功率的電能變換。

6 結(jié)論

本文首先介紹LLC/CLLC 變換器應(yīng)用于儲(chǔ)能變流器所面臨的高電壓輸入、寬電壓輸出、大電流問題，然后著重分析能夠拓寬輸出電壓調(diào)節(jié)范圍、實(shí)現(xiàn)高壓大電流以及軟啟動(dòng)的方法，闡述CLLC 變換器諧振元件參數(shù)設(shè)計(jì)面臨的挑戰(zhàn)，最后結(jié)合2 種變換器現(xiàn)有的應(yīng)用，得到以下結(jié)論。

（1）LLC/CLLC 變換器是實(shí)現(xiàn)儲(chǔ)能系統(tǒng)中DC-DC 環(huán)節(jié)高效功率變換的理想方案。多電平、多模塊串/并聯(lián)的電路拓?fù)涫沟肔LC/CLLC 變換器能夠應(yīng)用于儲(chǔ)能系統(tǒng)等高電壓、大電流場合。在這類高電壓、大電流變換器中，諧振電容工況惡劣，其設(shè)計(jì)選型應(yīng)該受到設(shè)計(jì)者的高度重視。這也成為限制其在高壓大電流場合應(yīng)用的重要因素。

（2）已有大量關(guān)于LLC/CLLC 變換器的新型控制策略的研究，旨在拓寬變換器的電壓調(diào)節(jié)范圍，提升各種工況的效率。多重移相控制用于CLLC 變換器，能夠進(jìn)一步拓寬電壓增益調(diào)節(jié)范圍，但其元件參數(shù)與控制方法之間相互影響且關(guān)系復(fù)雜，參數(shù)的優(yōu)化設(shè)計(jì)方法仍是值得研究的問題。

（3）對(duì)于LLC 變換器的軟啟動(dòng)，開環(huán)控制或在半橋和全橋之間切換的變模態(tài)控制較為簡單易行，基于最優(yōu)軌跡控制的策略能夠較為精確地控制啟動(dòng)電流，但計(jì)算復(fù)雜，對(duì)控制器要求高。這些方法也適用于CLLC 變換器。