劉維紅,宋維勇,穆 林

(西安郵電大學電子工程學院,陜西 西安 710121)

隨著微波通信系統(tǒng)小型化、高性能需求的迅速發(fā)展,作為核心器件的微波濾波器如何減小體積和提高濾波器電學特性,日益成為工程技術人員關注的焦點之一?；刹▽?SIW)濾波器具有低損耗、低成本、低剖面等優(yōu)點[1],被廣泛應用于微波濾波器的設計。

為了進一步減小微波濾波器體積,2007 年,洪偉等[2]首次提出半模基片集成波導(HMSIW)結(jié)構(gòu),并設計制作了HMSIW 濾波器,使得濾波器尺寸在原有的基礎上減小了50%;2017 年,李明康等[3]對多?；刹▽нM行了研究,在不增加尺寸的情況下設計了多款小型化多模帶通濾波器;2018 年,Nguyen 等[4]提出了空氣隙填充基片集成波導(Slab Air Filled Substrate Integrated Waveguide,SAFSIW)結(jié)構(gòu),該結(jié)構(gòu)在波導內(nèi)部引入了空氣介質(zhì),相較于傳統(tǒng)SIW 結(jié)構(gòu)降低了電磁波的傳輸損耗;2020 年,Nguyen 等[5]基于對SAFSIW 的研究,設計了一款低損耗三階帶通濾波器。

本文基于半?？諝庀短畛浠刹▽?Half Mode Slab Air Filled Substrate Integrated Waveguide,HMSAFSIW)結(jié)構(gòu)優(yōu)異的傳輸特性,利用一腔多模理論[6-7],通過加載金屬化通孔以及徑向槽實現(xiàn)對本征模諧振點的調(diào)節(jié)。通過引入空氣隙,降低了諧振腔內(nèi)部的損耗,在不增加尺寸的情況下設計了一款損耗較低的二階寬阻帶帶通濾波器[8],并進行了實物制作和測試。

1 圓形HMSAFSIW 結(jié)構(gòu)的設計與分析

本設計使用的基板材料為日本松下公司的雙面覆銅LCP 柔性基板(R-F705S 42EC-M),板材相對介電常數(shù)為2.9,損耗角正切tanδ=0.0025。圓 形HMSAFSIW 諧振腔的結(jié)構(gòu)如圖1 所示,該諧振腔是一個半圓形結(jié)構(gòu),由一個圓形SIW 對稱切割而來,諧振腔中芯板厚度為0.1 mm,金屬化通孔沿半圓的圓周分布,上下兩面由厚度為0.018 mm 的銅箔覆蓋,實現(xiàn)電磁波的屏蔽。圓形HMSAFSIW 諧振腔結(jié)構(gòu)主要特點是在諧振腔介質(zhì)層引入了空氣介質(zhì),空氣介質(zhì)的引入減小了高頻下的介電損耗,提高了諧振腔的Q值[9],為實現(xiàn)低損耗高性能的濾波器設計奠定了基礎。

圖1 圓形HMSAFSIW 諧振腔結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Schematic of the circular HMSAFSIW cavity

圓形HMSAFSIW 諧振腔的基模為TM 模,基模諧振頻率和腔體尺寸的關系式如公式(1)所示。利用公式(1)可以確定諧振腔尺寸大小,通過分析諧振腔內(nèi)電場分布情況,可以對腔內(nèi)多個諧振模式進行調(diào)節(jié),進而設計出滿足要求的帶通濾波器結(jié)構(gòu)。

式中:a為圓形諧振腔半徑;μ為磁導率;ε為介電常數(shù)。

利用高頻仿真軟件HFSS 對諧振腔進行本征模求解,根據(jù)表面電場分布,可以觀察到不同的諧振模式[10]。諧振腔前三個諧振模式電場分布如圖2 所示。圖2(a)表示諧振腔的TM010模,其諧振頻率為8.2 GHz,電場在切割線中心處最強;圖2(b)為TM110模,諧振頻率為13.2 GHz,其電場強度在諧振腔中心處最強;圖2(c)為TM210模,諧振頻率為17.5 GHz。

圖2 圓形HMSIW 諧振腔中前三個諧振模式的電場Fig.2 Simulated E-fields of the first three resonant modes in the circular HMSIW cavity

基于以上分析,本文將利用一腔多模理論設計一款二階帶通濾波器[11]。通過調(diào)節(jié)諧振腔內(nèi)基模TM010和高次模TM110的諧振頻率,進行二階帶通濾波器的設計。

空氣介質(zhì)在諧振腔內(nèi)的位置以及體積大小對諧振腔電磁特性影響較大,在設計圓形HMSAFSIW 諧振腔時,需盡量減小空氣介質(zhì)對通帶主模TM010和TM110的影響。因此,空氣介質(zhì)主要放在TM210模電場最強處,以減小電磁波在諧振腔內(nèi)的損耗。圖3 表示空氣介質(zhì)在諧振腔內(nèi)的位置分布圖。

圖3 圓形HMSAFSIW 諧振腔空氣介質(zhì)分布圖Fig.3 Distribution of air in the circular HMSAFSIW cavity

2 濾波器的設計與分析

2.1 濾波器饋電結(jié)構(gòu)設計

微帶線直接對諧振腔進行饋電,由于阻抗失配會引起較大的反射損耗,因此需要對微帶電路和諧振腔進行過渡匹配的設計。傳統(tǒng)SIW 到微帶的過渡結(jié)構(gòu)設計中,漸變型微帶結(jié)構(gòu)是較為常用的方法[12],但是這種方法一般會增加濾波器的尺寸,為了減小過渡結(jié)構(gòu)尺寸,本文參考漸變型微帶結(jié)構(gòu),通過在諧振腔上表面導體內(nèi)引入兩條呈喇叭狀的槽線(如圖4 所示),實現(xiàn)了諧振腔和外部微帶電路的低損耗小型化過渡匹配[13]。

圖4 濾波器饋電端口結(jié)構(gòu)圖Fig.4 Structure of filter with two feed ports

2.2 濾波器通帶的設計與分析

本文利用一腔多模理論進行濾波器通帶的設計,分別對基模TM010和二次模TM110隨金屬通孔以及槽線結(jié)構(gòu)尺寸的變化規(guī)律進行詳細分析。

圖2(a)表示圓形HMSIW 的基模電場圖,其諧振頻率為8.2 GHz,當在TM010電場中心處引入兩個金屬通孔后[14],TM010諧振頻率增加到9.7 GHz,金屬通孔對諧振頻率有較大影響。圖5 所示為S21曲線中TM010諧振頻率隨金屬通孔直徑d的變化趨勢圖,隨著金屬通孔的孔徑增加,TM010諧振頻率向高頻移動,當d從0.05 mm 增加到0.2 mm 時,其諧振頻率從9.7 GHz增加到10 GHz。

圖5 TM010隨金屬通孔變化趨勢圖Fig.5 Simulated TM010 resonance frequency with different diameters of the via holes

圖2(b)為圓形HMSIW 的TM110電場圖,當沒有槽線情況下,TM110諧振點為13.2 GHz。如果在電場最強處加載徑向槽[15],TM110諧振點將隨徑向槽線的長度(L)的增加而向低頻移動。圖6 所示為S21曲線中TM110隨槽線長度變化趨勢圖,當L從3 mm 增加到6 mm 時,TM110諧振頻率從12 GHz 降低到10.6 GHz。

圖6 TM110隨槽線長度變化趨勢圖Fig.6 Simulated TM110 resonant frequency with different lengths of the slot line

空氣介質(zhì)為低損耗介質(zhì),通過在LCP[16]介質(zhì)層引入空氣介質(zhì),可以減小濾波器的插入損耗。在TM210電場處引入弧形空氣介質(zhì)隙,并通過改變空氣介質(zhì)隙的數(shù)量對插入損耗進行了分析。圖7 表示引入空氣介質(zhì)后,濾波器中心頻率處S21參數(shù)與空氣隙數(shù)量N(N=1,2,3)的變化關系。由圖7 可知,當空氣隙在介質(zhì)中占比越來越高,其插入損耗會明顯降低。

圖7 通帶插入損耗隨空氣隙數(shù)量變化關系圖Fig.7 S21 of SAFSIW filter with different number of air gaps filled in the SAFSIW cavity

3 濾波器加工與測試

綜合上述分析,使用金屬通孔和徑向槽可以方便地調(diào)節(jié)TM010和TM110的諧振頻率,進而實現(xiàn)一個寬阻帶二階帶通濾波器。同時,通過在TM210處引入空氣介質(zhì),可以減小濾波器插入損耗,優(yōu)化濾波器的性能。在電磁仿真軟件HFSS 中對濾波器尺寸進行優(yōu)化仿真,最終圓形HMSAFSIW 帶通濾波器的結(jié)構(gòu)如圖8 所示。

圖8 圓形HMSAFSIW 帶通濾波器結(jié)構(gòu)圖Fig.8 Structure of circular HMSAFSIW bandpass filter

設計得到的圓形HMSAFSIW 帶通濾波器的仿真S參數(shù)如圖9 所示,濾波器的中心頻率為11 GHz,3 dB帶寬為1 GHz,帶內(nèi)最小插入損耗為-1.6 dB,回波損耗均大于-22 dB;低阻帶衰減在6 GHz 時達到-45 dB以下,高阻帶衰減在15 GHz 時達到-21 dB 以下,上邊帶阻帶帶寬達到6 GHz。

圖9 圓形HMSAFSIW 帶通濾波器的仿真S 參數(shù)Fig.9 Simulated S-parameters of circular HMSAFSIW bandpass filter

為測試濾波器性能,對濾波器進行實物加工和測試,如圖10 所示。如圖10(a),HMSAFSIW 諧振腔空氣介質(zhì)部分通過使用雙面導電銅膠帶對其進行覆蓋,防止電磁波的泄露,圖10(b)為實物測試圖。

圖10 濾波器加工及測試圖Fig.10 Photograph of fabricated and tested filter

圖11 為圓形HMSAFSIW 帶通濾波器實物測試的S參數(shù)。測試結(jié)果顯示,濾波器中心頻率為9.4 GHz,插入損耗為-2.6 dB,回波損耗優(yōu)于-18 dB,3 dB 帶寬為1.3 GHz,上邊帶阻帶帶寬為7 GHz,相比仿真結(jié)果,濾波器發(fā)生了1.6 GHz 的頻偏。由圖10(a)可知,在濾波器加工過程中,濾波器空氣介質(zhì)部分的屏蔽是利用導電銅箔膠帶實現(xiàn),因此很難保證導電銅箔膠帶和濾波器表面銅箔的緊密連接,連接處縫隙的存在破壞了諧振腔上下兩面銅箔的完整性,同時,由于濾波器工作頻段較高,因此產(chǎn)生了較大的頻偏和損耗。

圖11 圓形HMSAFSIW 帶通濾波器的實測S 參數(shù)Fig.11 Measured S-parameters of the circular HMSAFSIW bandpass filter

4 結(jié)論

本文基于圓形HMSAFSIW 諧振腔結(jié)構(gòu),利用一腔多模理論設計并實現(xiàn)了一款損耗較小的寬阻帶帶通濾波器。對圓形HMSAFSIW 諧振腔上加載的金屬通孔直徑大小、徑向槽線長度對圓形HMSAFSIW 諧振腔中TM010和TM110諧振頻率的影響規(guī)律進行了研究。結(jié)果表明,在TM010電場處加載金屬通孔后,諧振頻率從8.2 GHz 增加到9.7 GHz,隨著金屬通孔直徑從0.05 mm 增加到0.2 mm,TM010諧振頻率從9.7 GHz 增加到10 GHz;在TM110電場中心處加載徑向槽線,TM110諧振頻率隨著槽線的增加向低頻移動,當槽線長度從3 mm 增加到6 mm,TM110諧振頻率從12 GHz 降低到10.6 GHz。同時,空氣介質(zhì)的引入大大改善了濾波器微波傳輸特性。該濾波器結(jié)構(gòu)緊湊,帶外抑制較好,可以被應用于X 波段通信系統(tǒng)。