楊朝龍 ，劉 斌 ，張志浩 ，3，章國豪 ，3

(1.廣東工業(yè)大學(xué) 信息工程學(xué)院，廣東 廣州 510006；2.佛山臻智微芯科技有限公司，廣東 廣州 510006；3.河源廣工大協(xié)同創(chuàng)新研究院，廣東 河源 517000)

0 引言

電流檢測技術(shù)廣泛應(yīng)用于現(xiàn)代工業(yè)的各個(gè)領(lǐng)域，譬如電源管理系統(tǒng)、過流保護(hù)電路、可編程電流源、線性及開關(guān)模式電源和電池充電器等。常用的電流檢測方式有串聯(lián)電阻、功率管導(dǎo)通電阻、功率管鏡像拷貝等方式[1-3]。串聯(lián)電阻造成功率損耗，對于串聯(lián)電阻檢測電路來說，其待檢測電阻在實(shí)際電路中通常存在20%的阻值偏差，假定是1 kΩ 的電阻在流過1 mA 電流時(shí)，就會(huì)導(dǎo)致輸出功率變化±0.2 mW，但是其檢測精度較高；功率管導(dǎo)通電阻可以進(jìn)行過流保護(hù)，但是其受工藝、溫度、電源等因素的影響較大，很難應(yīng)用于高精度的電流檢測；功率管鏡像拷貝的檢測管電流小，降低了功耗，但是檢測精度不高。這些方法在功耗、速度和精度上都存在缺陷，對于高精度的需求，選擇串聯(lián)電阻檢測電路。

針對以上存在的問題，本文提出一種新型軌到軌電流檢測電路架構(gòu)，先對待檢測電阻兩端的電壓值進(jìn)行步進(jìn)調(diào)節(jié)，減小了電阻偏差的影響，提高了檢測精度，通過軌到軌跨導(dǎo)運(yùn)放結(jié)構(gòu)，將輸入電壓轉(zhuǎn)化為輸出電流，由于該跨導(dǎo)恒定，因此該檢測電路可以獲得很高精度的電流，再通過兩級運(yùn)放組成的負(fù)反饋回路，將電流輸出。

1 傳統(tǒng)的串聯(lián)電阻檢測結(jié)構(gòu)

圖1 為傳統(tǒng)的串聯(lián)電阻檢測結(jié)構(gòu)[4-7]，圖中AMP為運(yùn)算放大器;MP1為P型MOSFET；R1、R2、R3為電阻，且R1=R2；VSENSE為放大后的采樣電壓；VIN為電源系統(tǒng)的負(fù)載線；RSENSE為串聯(lián)到負(fù)載線上的電阻，它的阻值通常是幾十毫歐；ILOAD為負(fù)載電流。

圖1 傳統(tǒng)的串聯(lián)電阻檢測電路

當(dāng)負(fù)載端存在負(fù)載電流ILOAD時(shí)，RSENSE兩端會(huì)有一個(gè)小壓降，記圖中A、B、C、D 四個(gè)點(diǎn)的電壓分別為VA、VB、VC、VD，其中VA＞VB。根據(jù)運(yùn)放的虛短特性，圖1 中的C點(diǎn)電壓VC與D 點(diǎn)電壓VD相等；根據(jù)運(yùn)放的虛斷特性，B 點(diǎn)電壓VB與D 點(diǎn)電壓VD相等，則：

由式(1)可知流經(jīng)MOSFET 管MP1的電流I1大小為：

可得采樣電路的采樣電壓輸出大小為：

由式(3)得：采樣電壓被放大了R3/R1倍，在保證電路正常運(yùn)行時(shí)，可改變R3和R1的大小，改變R3/R1的值，從而改變輸出電壓VSENSE的大小。

2 本文電路設(shè)計(jì)

從前面對傳統(tǒng)串聯(lián)電阻檢測電路的分析，在實(shí)際電路中，沒有考慮到RSENSE的偏差，該電路還需要電流采樣保持電路，并且運(yùn)放AMP[8]電路往往過于復(fù)雜，增加了功率的損耗以及芯片的面積。本文在分析對比傳統(tǒng)的串聯(lián)電阻檢測電路后，提出了如圖2 所示串聯(lián)電阻檢測電路，由待檢測電路和電流檢測電路構(gòu)成。對待檢測電阻進(jìn)行步進(jìn)調(diào)節(jié)，待檢測電阻兩端的電壓提供給電流檢測模塊，電流檢測電路將該電壓差轉(zhuǎn)換成輸出電流。

圖2 串聯(lián)電阻檢測電路

2.1 待檢測電路

如圖2 所示，待檢測電路由偏置電流IREF，負(fù)載電阻RLOAD，待檢測電阻串R1、R2、R3和R4構(gòu)成。電阻之間的關(guān)系為：

通過開關(guān)S1、S2、S3的開斷來模擬電阻串的阻值大小，開關(guān)控制位如表1 所示，0 代表開關(guān)斷開，1 代表開關(guān)導(dǎo)通，狀態(tài)S3S2S1(010)為默認(rèn)狀態(tài)，上下狀態(tài)為電阻正負(fù)偏差10%時(shí)的狀態(tài)。

表1 開關(guān)控制位

當(dāng)有偏置電流IREF輸入時(shí)，電流流經(jīng)電阻串，在待檢測電阻串兩端產(chǎn)生兩個(gè)電壓V1和V2。當(dāng)保持IREF不變時(shí)，按照表1 的開關(guān)控制位，來調(diào)節(jié)V1的大小，V1呈階躍型的變化，V2保持不變，一個(gè)開關(guān)狀態(tài)對應(yīng)V1的一個(gè)變化，步進(jìn)為±5 mV。

2.2 電流檢測電路

電流檢測電路如圖2 中所示，當(dāng)有偏置電流IREF流經(jīng)待檢測電阻串R1、R2、R3、R4時(shí)，在電阻串兩端產(chǎn)生電壓值V1和V2，通過軌到軌跨導(dǎo)運(yùn)算放大器GM[9]輸出一個(gè)電流I1，得：

式中GM為軌到軌跨導(dǎo)運(yùn)放的跨導(dǎo)，I1流向R1，產(chǎn)生一個(gè)電壓Vb，得出：

負(fù)反饋回路由運(yùn)算放大器OP、晶體管MN1和電阻R2構(gòu)成，根據(jù)運(yùn)算放大器OP 的虛短特性，負(fù)反饋電壓VC與Vb鉗位且相等，而VC是電阻R2上的電壓，得出：

因?yàn)镽1=R2，結(jié)合式(6)、式(7)，得出：

電流I2通過1：1 的自偏置共源共柵電流鏡對MP1、MP3和MP2、MP4輸出為IOUT，得IOUT=I2，將式(8)代入式(5)，得出：

輸入電流與輸出電流的關(guān)系為：

由式(9)、式(10)可知，當(dāng)輸入偏置電流IREF和電壓V2一定時(shí)，電流檢測的精度取決于三個(gè)方面：一個(gè)是待檢測電阻串的偏差，也就是V1的步進(jìn)值大小，步進(jìn)值越小，電阻串的偏差就越精確；另一個(gè)是軌到軌跨導(dǎo)運(yùn)放的跨導(dǎo)GM，跨導(dǎo)GM保持一個(gè)恒定值時(shí)，當(dāng)輸入電壓V1變化一次，對應(yīng)I1變化的值會(huì)是一個(gè)定值，增大了電流檢測電路的精度；最后一個(gè)是I1和I2的差值大小，也就是運(yùn)放OP 的精度，運(yùn)放的增益影響著它的精度，高增益的運(yùn)放有更好的鉗位作用，精度也高。

2.2.1 軌到軌跨導(dǎo)放大電路

圖3 為所電流檢測電路中的軌到軌跨導(dǎo)運(yùn)放電路。該軌到軌跨導(dǎo)運(yùn)放是簡單的雙輸入級結(jié)構(gòu)，一個(gè)是N型輸入對，一個(gè)是P 型輸入對，實(shí)現(xiàn)了輸入軌到軌，兩個(gè)輸入對的輸出以簡單的方式結(jié)合在一個(gè)輸出節(jié)點(diǎn)上，實(shí)現(xiàn)輸出軌到軌[10]。若N 型輸入管和P 型輸入管的寬長比(W/L)N=(W/L)P，則該運(yùn)放跨導(dǎo)一定。VBIAS、VB和VC是 三個(gè)偏置電壓，由管MN1、MN2和MP1組成偏置電路，上電后，偏置電路通過電流鏡MP10和管子MN5向各自差分對管提供偏置電流，輸出晶體管對MP5、MN4和MP6、MN10的漏極相連，輸出電流進(jìn)行疊加。

單邊N 型跨導(dǎo)放大器的輸入電壓為：

單邊P 型跨導(dǎo)放大器的輸入電壓為：

利用N 型和P 型跨導(dǎo)放大器混合電路時(shí)，該電路有效地增加了共模輸入電壓范圍。

如圖3 所示，單邊N 型跨導(dǎo)放大器電路包含一個(gè)輸入差分對、三個(gè)電流鏡和一個(gè)電流源：共源共柵差分對管MN6、MN8和MN7、MN9；一樣的電流鏡MP2、MP3和MP4、MP5，比值為1：B，電流鏡MP5、MN10，比值為1：1；電流源MN5 提供偏置電流。

圖3 軌到軌跨導(dǎo)放大電路

只考慮溝道長度調(diào)制，不考慮體效應(yīng)，單邊N 型跨導(dǎo)放大器的增益為：

由于共源共柵管的輸出阻抗gmn9·r0n9·r0n7遠(yuǎn)大于管子MP4的阻抗1/gmp4，式(15)化簡為：

該電路的帶寬為：

其中，CL為電路輸出管子的寄生電容。

該軌對軌跨導(dǎo)運(yùn)放電路總增益沒有兩級運(yùn)放電路高，但是功率消耗會(huì)比兩級運(yùn)放電路低很多，此電路也不需要密勒補(bǔ)償，也有著很寬的帶寬。

2.2.2 運(yùn)算放大電路OP

圖4 為所提出的軌到軌電流檢測電路中的運(yùn)算放大電路。該結(jié)構(gòu)為單端輸出的兩級運(yùn)放，第一級為傳統(tǒng)的五管OTA 結(jié)構(gòu)，輸入是一個(gè)差分對管MP4、MP5，負(fù)載是一個(gè)電流鏡MN3、MN4，比例為1：1，來提供高增益，并將差分輸入電壓轉(zhuǎn)化為電流；第二級為一個(gè)跨阻放大器，一個(gè)簡單的共源極，來提供高輸出擺幅，并將第一級輸出電流轉(zhuǎn)換為輸出電壓。VBIAS和VB為偏置電壓，MN1管、MN2管和MP1管構(gòu)成的偏置電路，上電后，偏置電路給管子MP2提供偏置，產(chǎn)生電流，C1是密勒電容，R1是密勒電阻，來消除零點(diǎn)的影響，提高電路的穩(wěn)定性。

圖4 運(yùn)算放大電路

在只考慮溝道長度調(diào)制、不考慮體效應(yīng)條件下，第一級增益為：

第二級增益為：

電路的帶寬為：

該電路結(jié)構(gòu)簡單，運(yùn)用兩級運(yùn)放可提高環(huán)路增益，加入密勒電容、密勒電阻可提高電路的穩(wěn)定性。

3 仿真結(jié)果分析

基于GLOBALFOUNDRIES 0.13 μm RF SOI-CMOS 工藝設(shè)計(jì)了一款新型電流檢測電路。通過Cadence virtuoso軟件對電路進(jìn)行仿真與驗(yàn)證，在溫度25 ℃，tt 典型情況下，電流檢測電路的版圖如圖5 所示，其芯片面積為400 μm×550 μm。

圖5 電流檢測模塊版圖

輸入共模范圍的仿真如圖6 所示，單獨(dú)的NMOS 差動(dòng)對的輸入共模電壓范圍為0.4～2.6 V；單獨(dú)的PMOS差動(dòng)對的輸入共模電壓范圍為1.8～3.8 V；本文使用的NMOS、PMOS 混合差動(dòng)對的輸入共模電壓范圍為0.8～3.6 V，NMOS、PMOS 混合差動(dòng)對有效地增大了輸入共模電壓范圍。

圖6 電路輸入共模電壓范圍

軌到軌跨到運(yùn)放的增益和相位曲線如圖7 所示，在低頻時(shí)，軌到軌跨導(dǎo)運(yùn)放的低頻增益可達(dá)72.3 dB，在增益為0 dB 的時(shí)候，相位達(dá)到了-117.9°，相位裕度也達(dá)到了62.1°，其單位增益帶寬為11.2 MHz，該軌到軌跨導(dǎo)運(yùn)放的穩(wěn)定性良好并且有很寬的帶寬。

圖7 軌到軌跨到運(yùn)放的增益和相位曲線

兩級運(yùn)放的增益和相位曲線如圖8 所示，兩級運(yùn)放的低頻增益可達(dá)82.67 dB，在增益為0 dB 的時(shí)候，相位也達(dá)到了81.49°，帶寬為7.6 MHz，表明該兩級運(yùn)放滿足環(huán)路增益的同時(shí)，反饋環(huán)路穩(wěn)定性良好。

圖8 兩級運(yùn)放的增益和相位曲線

輸出電壓Vc 的瞬態(tài)響應(yīng)如圖9 所示，在100 ns 時(shí)，VDD上電，約127 ns 時(shí)，運(yùn)放輸出電壓值達(dá)到穩(wěn)定值的90%，得出該電路的啟動(dòng)時(shí)間為27 ns，仿真顯示本文的新型電流檢測電路有很快的瞬態(tài)響應(yīng)。

圖9 輸出電壓Vc 的瞬態(tài)響應(yīng)

瞬態(tài)響應(yīng)特性如表2 所示，輸入電壓V1每次變化幅度為±5 mV，相應(yīng)軌到軌跨導(dǎo)運(yùn)放的輸出電流|I1|變化±0.7 μA，誤差在±0.004 μA，誤差不足0.57%，表明軌到軌跨導(dǎo)運(yùn)放的跨導(dǎo)變化幅度小，與本文設(shè)計(jì)之初恒跨導(dǎo)相符合，該電路有很高的精度，精度為99.43%；運(yùn)放輸出電流I2與|I1|差值為±0.08 μA，誤差不足0.19%，該兩級運(yùn)放的精度很高，穩(wěn)定性很好。

表2 瞬態(tài)響應(yīng)特性

表3 給出了本文與相關(guān)文獻(xiàn)的電流檢測電路的性能比較，由表可見本文設(shè)計(jì)的電路結(jié)構(gòu)簡單并且不需要傳統(tǒng)的電流采樣保持電路，該電路有快速的瞬態(tài)響應(yīng)，其檢測精度高，芯片面積小。

表3 本文與其他參考文獻(xiàn)的性能比較

4 結(jié)論

本文基于傳統(tǒng)檢測電阻的電流檢測結(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)分析了新型軌到軌電流檢測電路，利用對稱的軌到軌跨導(dǎo)運(yùn)放結(jié)構(gòu)，沒有采樣保持電路，加上對待檢測電阻的步進(jìn)調(diào)節(jié)，減小了電阻偏差帶來的影響，并且提高了檢測電路的精度。電路仿真表明，本文電路增大了共模輸入電壓范圍，該電路的啟動(dòng)時(shí)間為27 ns，功耗為1.17 mW，運(yùn)放帶寬為11.2 MHz，電流檢測電路的精度高達(dá)99.43%。該電路具有高精度檢測功能，并且有較快的瞬態(tài)響應(yīng)、較低的功耗和較寬的帶寬，可廣泛應(yīng)用于電源系統(tǒng)以及高精度芯片內(nèi)部。