李 娜，段文娟，張偉哲，劉鑫芳，孟慶端，劉 博

(河南科技大學電氣工程學院，河南 洛陽 471023)

可穿戴、植入式微電子設備的生理信號監(jiān)測已成為運動、生理醫(yī)療等領域的熱點話題。人體的心率、脈搏、血壓等生物電信號具有低頻、微弱、易受干擾等特點，因此，對采集信號的微型電路來說，除對采樣速率無過高要求外，對功耗、精度、抗干擾性和可靠性等都提出了較高要求。生物電信號采樣的電路中，最常用性能均衡的逐次逼近型模數轉換器(SAR-ADC)，其在低頻狀態(tài)下仍有良好的精度和較低功耗。其中，柵壓自舉采樣開關是ADC 的重要組件之一，可對初始信號進行采樣和保持[1－2]，該開關的性能也將直接影響生物界面信號提取的精度和效率。

MOS 器件的柵控導通電阻和極間寄生電容顯現(xiàn)出一系列非線性特征，導致了傳統(tǒng)的柵壓自舉開關電路存在輸出線性度差、采樣精度低的特點[3]。再加上為實現(xiàn)柵壓自舉功能引起的拓撲結構復雜[4－5]，功耗上漲，這些都不能很好地適配當下低電源電壓、低功耗便攜式電子設備的續(xù)航要求。目前的研究多是圍繞高頻、高精度ADC 的信號采樣[6－8]，采樣開關在電容陣列DAC 中的低功耗設計[9－12]，軌對軌輸入信號擺幅改善[13－14]，以及由體效應引起的閾值波動[15]、泄漏電流等開關魯棒性設計[16]也有很多研究。

采樣開關的線性精度主要取決于開關晶體管的等效導通電阻是否恒定。文獻[4]和[13]中均提出采用NMOS 和PMOS 結合的并行開關結構，實現(xiàn)了在輸入全擺幅范圍內的常數導通電阻，保證了自舉的線性特性。文獻[9]在傳統(tǒng)的自舉開關拓撲基礎上加入冗余管以抑制開關管的電荷注入效應，同時實現(xiàn)了1 V 電源電壓下的10 bit 分辨率和高頻100 MHz 時的良好采樣性能；文獻[11]采用FD-SOI 特殊工藝，穩(wěn)定開關管的閾值以改進輸出線性度；文獻[15]通過采用輸入電壓的一階體效應補償來動態(tài)調整開關管的自舉電壓值，實現(xiàn)了較好的噪聲性能和采樣線性度。上述研究均以實現(xiàn)對高頻信號高速采樣時的低噪聲和高線性度為設計目標，因此，一定程度上增加了電路的復雜度及功耗。

針對該問題，本研究在傳統(tǒng)柵壓自舉開關的拓撲基礎上進行了改進，在保證較低噪聲和較高精度的同時，盡可能降低采樣功耗。首先，在輸出端附加小尺寸虛擬等效電容管，改善電荷注入效應；同時，在開關管的背柵極構建“動態(tài)體偏置”調整模塊，靈活調節(jié)并消除源極－襯底電壓差，穩(wěn)定開關管閾值電壓，提高采樣精度；最后，構建“體偏置切換”控制模塊，在時鐘高電平時提供快速泄放電荷通路使電路加速，低電平時完全截斷泄漏電流降低電路功耗。本文設計的采樣開關可對100 Hz 以下的低頻生物信號采樣，在0.6 V 低電源電壓下，有效位數可達6.33 bit，功耗低至6 nW，實現(xiàn)了非雜散動態(tài)范圍(SFDR)78.19 dB 和總諧波失真比(THD)－73.46 dB的良好性能。該開關性能符合低頻生物電信號的采樣需求。

1 傳統(tǒng)柵壓自舉采樣開關

1.1 采樣工作原理

目前主流的CMOS 柵壓自舉開關電路如圖1 所示。電路的采樣保持切換由一對邏輯互反的時鐘信號Clks 和Clksb 控制。M8是核心采樣開關管，漏/源兩端分別連接采樣信號的輸入和輸出。M1和M2構成反相器控制M5的導通，從而對M8采樣管開關進行控制。M2的源極作為M5導通的低電平，接Vin不接地，從而保證M5的過驅動電壓低于VDD。M6和M9分別與M3和M10構成共源共柵極接地泄電荷通路，提高了電路的穩(wěn)定性。

圖1 傳統(tǒng)柵壓自舉開關

在初始狀態(tài)下Clks 為低電平，電路處于保持狀態(tài)。C1通過M4充電，通過M3放電，分別使上極板電位至VDD和下極板電位至地，此時M5和M7關斷，將采樣開關M8隔離。與之相對，當Clks 跳變?yōu)楦唠娖?，電路開始信號采樣，此時M5和M7導通，且與C1形成一個柵壓自舉回路，使得M8的柵源電壓VGS 鉗制在VDD大小，不隨輸入電壓的變化而改變，保證了充電電流的恒定和平穩(wěn)。

時鐘倍乘電路由M11、M12、C2、C3和反相器構成，用以將M4的柵控時鐘信號從0 至VDD拉升為VDD至2VDD。即使前一個周期C1充電后M4的源極電位上升到極板電壓VDD，也可以提供足夠過驅動使M4快速導通。實際設計中，為加快C1的充電速度，提升采樣速率，M4需要較大的溝道寬長比。

1.2 傳統(tǒng)開關的非理想效應

圖1 的傳統(tǒng)柵壓自舉開關電路具有三種常規(guī)的非理想效應，引起采樣信號的不完整。

首先，以NMOS 管M8作為核心的采樣開關管，其由閉合至關斷的瞬間，會出現(xiàn)“殘留溝道電荷”反流回Vin以及流入負載電容CH的“電荷注入”現(xiàn)象，如圖2 所示。

圖2 溝道電荷注入

通常，電荷注入效應產生的誤差電壓記為:

因此，實際輸出電壓可表示為:

從式(2)可以看出，當采樣電容CH足夠大時，可以近似忽略溝道注入引起的輸入輸出誤差ΔV。因此，可以預設一個動態(tài)的負載電容在輸出端，增大CH以削弱電荷注入效應，提高采樣線性度。

其次，“時鐘饋通”效應也會引起輸入信號采樣的誤差。開關管M8的柵－源電容Cgs會將時鐘跳變時的閃爍電荷進行記錄，這部分多余電荷耦合并“電荷注入”到負載電容CH，引起采樣電壓的漂移和下降。

最后，在開關采樣過程中，電路中M7和M8的襯底接地電位為0，同時源極電位會隨著Vin的變化而波動。該體效應將引起開關管閾值電壓的波動，影響采樣電荷量，導致采樣不穩(wěn)定而降低輸出線性度。

2 改進的柵壓自舉采樣開關

為解決上述三個缺點，本文有針對性地對電路拓撲進行了改進。如圖3(a)所示，首先，在M8的輸出端附加一個由時鐘信號Clksb 控制的“虛擬”電容管，該管的連接形態(tài)為二極管連接，用途為等效電容器件。根據式(2)的理論分析，通過增大輸出端的負載電容以補償“溝道電荷注入”和“時鐘饋通效應”所引起的輸出誤差。通過仿真發(fā)現(xiàn)，如圖3(b)所示，將虛擬管的襯底由接地改為與源極連接可以釋放更多的電荷。所以相較于(a)中的結構，(b)可以產生更大的輸出電壓變化，從而有效減小虛擬晶體管的尺寸以節(jié)省電路面積和減小電路功耗。

圖3 輸出“虛擬”管的兩種連接方法

其次，為解決體效應引起的信號完整性問題，本設計采用了一種“動態(tài)體偏置”拓撲以提高輸出線性度，改進后的電路如圖4 所示。與圖1 的傳統(tǒng)采樣電路相比，“動態(tài)體偏置調整模塊”由NMOS 管M16和常閉狀態(tài)的PMOS 管M17串聯(lián)構成，M7和M8的襯底連接到M16的源極。在采樣階段，Clks 為高電平，M16的柵極與M7的柵極連在一起，通過打開的M6連接C1高電位，兩管導通。此時，采樣開關管M8也由打開的M5與C1相連，開始導通并對輸入信號采樣。與此同時，PMOS 管M17的柵極為高電平，設置其漏極輸入低電平時鐘信號Clksb 處于完全的關斷狀態(tài)。M7和M8的襯底與源極連在一起，襯底偏壓VSB始終保持為0。因此，兩管的閾值電壓VTH不隨輸入電壓Vin的變化而變化，保證了輸出電流的穩(wěn)定性，提高了采樣線性度。

圖4 增加“虛擬”電容管和“動態(tài)體偏置”結構的改進型柵壓自舉采樣開關

最后，在動態(tài)體偏置穩(wěn)定開關管閾值的基礎上，本設計又設置了“體偏置切換”控制模塊，由高柵壓常開狀態(tài)的M13和時鐘信號控制的M14構成高輸出阻抗的共源共柵電流鏡。在保持狀態(tài)下，可為電容C1提供泄放電荷的通路，在采樣狀態(tài)下，M14完全關閉，與M13形成共源共柵的高阻輸出，有效抑制M16的柵壓波動，穩(wěn)定體偏置調整模塊的輸入偏置。在保持階段，Clks 為低電平，M5和M6關斷，M10和M14打開。此時，M7和M16的柵極通過導通的M13共源共柵支路接地，開關采樣管M8則通過導通的M9支路接地，三管處于全截止狀態(tài)。

3 性能仿真及結果分析

本研究基于65 nm/1.8 V CMOS 工藝，在Cadence 平臺完成了電路設計，所使用的晶體管器件尺寸參考表1，輸出負載電容CH為2.56 pF。

表1 改進型自舉采樣開關所使用器件尺寸單位:μm

在Spectre 仿真性能分析中，設置電源電壓為600 mV，輸入信號采用峰峰值200 mV，頻率為100 Hz 的理想正弦波。使用本文設計的自舉開關對該信號以100 kHz 的采樣頻率進行離散化電壓提取，并分別對功能的實現(xiàn)和信號離散化采樣的性能好壞進行了評估。

圖5 為開關電路的瞬態(tài)工作分析仿真波形圖。最上面為Vin輸入信號，中間為采樣開關輸出信號Vout，最下面為開關管M8的柵極電壓。由圖可見，改進的柵壓自舉開關能夠正常對Vin采樣，同時能有效實現(xiàn)開關管的柵壓隨輸入信號的變化而等幅自舉，幅度保持為0.6 V。

圖5 改進型柵壓自舉開關的輸入輸出和柵壓自舉仿真結果

為評估采樣后的信號完整性和輸出線性度等性能，同時考慮用于后端12 bit SAR-ADC 的采樣應用，對輸出信號采樣211＝2 048 個點，并運行FFT 進行信號的頻譜分析。本文分別以10 kHz 高頻輸入和100 Hz 的仿生理低頻信號輸入作為采樣測試信號，分別對4 種典型的數模轉換性能評估指標，非雜散動態(tài)范圍SFDR、總諧波失真比THD、信噪比SNDR 和有效位數ENOB 進行對比分析。結果如下:

對100 Hz 低頻仿生理信號采樣，其輸出信號頻譜如圖6 所示。對比傳統(tǒng)電路，改進后的采樣開關在對輸入信號進行采樣離散化時，THD 為－73.46 dB，SFDR 為78.19 dB，ENOB 為6.33 bit，各性能指標均有提升。此外，該電路6 nW 的極低功耗可有效服務于可穿戴設備的長時間待機和續(xù)航。

圖6 FFT 頻譜圖

此外，將本文提出的自舉開關電路與近五年的5 個同類型設計案例進行了對比，結果如表2 所示。從對比數據可以看出，除SNDR 指標略低于平均水平外，本設計在THD 和SFDR 性能指標上均具有優(yōu)勢，其中包括了采用更先進的40 nm 工藝節(jié)點、同為實現(xiàn)生物電信號采集的SAR-ADC 中搭載的采樣開關的性能對比。值得注意的是，約為6 nW 的采樣功耗實現(xiàn)了目前所知自舉采樣開關設計案例中的最低功耗，可實現(xiàn)超低功耗的系統(tǒng)應用。同時，6.33 bit 的有效采樣分辨率也符合生物電信號離散化時適中的精度要求。因此，本設計綜合性能指標滿足可穿戴、植入式生物電信號采集微型電路系統(tǒng)的應用需求。

表2 改進型自舉采樣開關的性能對比

4 結束語

本研究面向人體生物電信號的前端采樣和提取環(huán)節(jié)，采用65 nm/0.6 V CMOS 工藝設計了一種功耗、噪聲性能均衡的柵壓自舉采樣開關，用于電容式逐次逼近寄存器型模數轉換器(SAR-ADC)的信號離散化和采樣。通過輸出端附加“虛擬等效電容管”抑制時鐘饋通效應和電荷注入效應，構建開關NMOS 管的“動態(tài)體偏置調整”和“體偏置切換控制模塊”提升線性度的同時抑制泄漏電流，有效降低了功耗。

通過Cadence 仿真分析得到，設計的柵壓自舉采樣開關在10 kHz 的高頻下功耗為587.3 nW，有效采樣位數達8.9 bit，獲得非雜散動態(tài)范圍62.02 dB；當采樣信號切換到100 Hz 以下的生物電信號頻率，總諧波失真比和非雜散動態(tài)范圍分別為－73.46 dB和78.19 dB，較為良好。盡管噪聲性能與多篇同類文獻相比不具有優(yōu)勢，6.33 bit 的有效位數相比較也有所降低，但采樣功耗僅為6 nW，低功耗特性十分優(yōu)越。綜合評價，本文設計的自舉開關性能可較好地滿足人體生物電信號的采樣需求。