李 娜，段文娟，張偉哲，劉鑫芳，孟慶端，劉 博

(河南科技大學(xué)電氣工程學(xué)院，河南 洛陽 471023)

可穿戴、植入式微電子設(shè)備的生理信號監(jiān)測已成為運動、生理醫(yī)療等領(lǐng)域的熱點話題。人體的心率、脈搏、血壓等生物電信號具有低頻、微弱、易受干擾等特點，因此，對采集信號的微型電路來說，除對采樣速率無過高要求外，對功耗、精度、抗干擾性和可靠性等都提出了較高要求。生物電信號采樣的電路中，最常用性能均衡的逐次逼近型模數(shù)轉(zhuǎn)換器(SAR-ADC)，其在低頻狀態(tài)下仍有良好的精度和較低功耗。其中，柵壓自舉采樣開關(guān)是ADC 的重要組件之一，可對初始信號進行采樣和保持[1－2]，該開關(guān)的性能也將直接影響生物界面信號提取的精度和效率。

MOS 器件的柵控導(dǎo)通電阻和極間寄生電容顯現(xiàn)出一系列非線性特征，導(dǎo)致了傳統(tǒng)的柵壓自舉開關(guān)電路存在輸出線性度差、采樣精度低的特點[3]。再加上為實現(xiàn)柵壓自舉功能引起的拓撲結(jié)構(gòu)復(fù)雜[4－5]，功耗上漲，這些都不能很好地適配當(dāng)下低電源電壓、低功耗便攜式電子設(shè)備的續(xù)航要求。目前的研究多是圍繞高頻、高精度ADC 的信號采樣[6－8]，采樣開關(guān)在電容陣列DAC 中的低功耗設(shè)計[9－12]，軌對軌輸入信號擺幅改善[13－14]，以及由體效應(yīng)引起的閾值波動[15]、泄漏電流等開關(guān)魯棒性設(shè)計[16]也有很多研究。

采樣開關(guān)的線性精度主要取決于開關(guān)晶體管的等效導(dǎo)通電阻是否恒定。文獻[4]和[13]中均提出采用NMOS 和PMOS 結(jié)合的并行開關(guān)結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)了在輸入全擺幅范圍內(nèi)的常數(shù)導(dǎo)通電阻，保證了自舉的線性特性。文獻[9]在傳統(tǒng)的自舉開關(guān)拓撲基礎(chǔ)上加入冗余管以抑制開關(guān)管的電荷注入效應(yīng)，同時實現(xiàn)了1 V 電源電壓下的10 bit 分辨率和高頻100 MHz 時的良好采樣性能；文獻[11]采用FD-SOI 特殊工藝，穩(wěn)定開關(guān)管的閾值以改進輸出線性度；文獻[15]通過采用輸入電壓的一階體效應(yīng)補償來動態(tài)調(diào)整開關(guān)管的自舉電壓值，實現(xiàn)了較好的噪聲性能和采樣線性度。上述研究均以實現(xiàn)對高頻信號高速采樣時的低噪聲和高線性度為設(shè)計目標(biāo)，因此，一定程度上增加了電路的復(fù)雜度及功耗。

針對該問題，本研究在傳統(tǒng)柵壓自舉開關(guān)的拓撲基礎(chǔ)上進行了改進，在保證較低噪聲和較高精度的同時，盡可能降低采樣功耗。首先，在輸出端附加小尺寸虛擬等效電容管，改善電荷注入效應(yīng)；同時，在開關(guān)管的背柵極構(gòu)建“動態(tài)體偏置”調(diào)整模塊，靈活調(diào)節(jié)并消除源極－襯底電壓差，穩(wěn)定開關(guān)管閾值電壓，提高采樣精度；最后，構(gòu)建“體偏置切換”控制模塊，在時鐘高電平時提供快速泄放電荷通路使電路加速，低電平時完全截斷泄漏電流降低電路功耗。本文設(shè)計的采樣開關(guān)可對100 Hz 以下的低頻生物信號采樣，在0.6 V 低電源電壓下，有效位數(shù)可達6.33 bit，功耗低至6 nW，實現(xiàn)了非雜散動態(tài)范圍(SFDR)78.19 dB 和總諧波失真比(THD)－73.46 dB的良好性能。該開關(guān)性能符合低頻生物電信號的采樣需求。

1 傳統(tǒng)柵壓自舉采樣開關(guān)

1.1 采樣工作原理

目前主流的CMOS 柵壓自舉開關(guān)電路如圖1 所示。電路的采樣保持切換由一對邏輯互反的時鐘信號Clks 和Clksb 控制。M8是核心采樣開關(guān)管，漏/源兩端分別連接采樣信號的輸入和輸出。M1和M2構(gòu)成反相器控制M5的導(dǎo)通，從而對M8采樣管開關(guān)進行控制。M2的源極作為M5導(dǎo)通的低電平，接Vin不接地，從而保證M5的過驅(qū)動電壓低于VDD。M6和M9分別與M3和M10構(gòu)成共源共柵極接地泄電荷通路，提高了電路的穩(wěn)定性。

圖1 傳統(tǒng)柵壓自舉開關(guān)

在初始狀態(tài)下Clks 為低電平，電路處于保持狀態(tài)。C1通過M4充電，通過M3放電，分別使上極板電位至VDD和下極板電位至地，此時M5和M7關(guān)斷，將采樣開關(guān)M8隔離。與之相對，當(dāng)Clks 跳變?yōu)楦唠娖?，電路開始信號采樣，此時M5和M7導(dǎo)通，且與C1形成一個柵壓自舉回路，使得M8的柵源電壓VGS 鉗制在VDD大小，不隨輸入電壓的變化而改變，保證了充電電流的恒定和平穩(wěn)。

時鐘倍乘電路由M11、M12、C2、C3和反相器構(gòu)成，用以將M4的柵控時鐘信號從0 至VDD拉升為VDD至2VDD。即使前一個周期C1充電后M4的源極電位上升到極板電壓VDD，也可以提供足夠過驅(qū)動使M4快速導(dǎo)通。實際設(shè)計中，為加快C1的充電速度，提升采樣速率，M4需要較大的溝道寬長比。

1.2 傳統(tǒng)開關(guān)的非理想效應(yīng)

圖1 的傳統(tǒng)柵壓自舉開關(guān)電路具有三種常規(guī)的非理想效應(yīng)，引起采樣信號的不完整。

首先，以NMOS 管M8作為核心的采樣開關(guān)管，其由閉合至關(guān)斷的瞬間，會出現(xiàn)“殘留溝道電荷”反流回Vin以及流入負載電容CH的“電荷注入”現(xiàn)象，如圖2 所示。

圖2 溝道電荷注入

通常，電荷注入效應(yīng)產(chǎn)生的誤差電壓記為:

因此，實際輸出電壓可表示為:

從式(2)可以看出，當(dāng)采樣電容CH足夠大時，可以近似忽略溝道注入引起的輸入輸出誤差ΔV。因此，可以預(yù)設(shè)一個動態(tài)的負載電容在輸出端，增大CH以削弱電荷注入效應(yīng)，提高采樣線性度。

其次，“時鐘饋通”效應(yīng)也會引起輸入信號采樣的誤差。開關(guān)管M8的柵－源電容Cgs會將時鐘跳變時的閃爍電荷進行記錄，這部分多余電荷耦合并“電荷注入”到負載電容CH，引起采樣電壓的漂移和下降。

最后，在開關(guān)采樣過程中，電路中M7和M8的襯底接地電位為0，同時源極電位會隨著Vin的變化而波動。該體效應(yīng)將引起開關(guān)管閾值電壓的波動，影響采樣電荷量，導(dǎo)致采樣不穩(wěn)定而降低輸出線性度。

2 改進的柵壓自舉采樣開關(guān)

為解決上述三個缺點，本文有針對性地對電路拓撲進行了改進。如圖3(a)所示，首先，在M8的輸出端附加一個由時鐘信號Clksb 控制的“虛擬”電容管，該管的連接形態(tài)為二極管連接，用途為等效電容器件。根據(jù)式(2)的理論分析，通過增大輸出端的負載電容以補償“溝道電荷注入”和“時鐘饋通效應(yīng)”所引起的輸出誤差。通過仿真發(fā)現(xiàn)，如圖3(b)所示，將虛擬管的襯底由接地改為與源極連接可以釋放更多的電荷。所以相較于(a)中的結(jié)構(gòu)，(b)可以產(chǎn)生更大的輸出電壓變化，從而有效減小虛擬晶體管的尺寸以節(jié)省電路面積和減小電路功耗。

圖3 輸出“虛擬”管的兩種連接方法

其次，為解決體效應(yīng)引起的信號完整性問題，本設(shè)計采用了一種“動態(tài)體偏置”拓撲以提高輸出線性度，改進后的電路如圖4 所示。與圖1 的傳統(tǒng)采樣電路相比，“動態(tài)體偏置調(diào)整模塊”由NMOS 管M16和常閉狀態(tài)的PMOS 管M17串聯(lián)構(gòu)成，M7和M8的襯底連接到M16的源極。在采樣階段，Clks 為高電平，M16的柵極與M7的柵極連在一起，通過打開的M6連接C1高電位，兩管導(dǎo)通。此時，采樣開關(guān)管M8也由打開的M5與C1相連，開始導(dǎo)通并對輸入信號采樣。與此同時，PMOS 管M17的柵極為高電平，設(shè)置其漏極輸入低電平時鐘信號Clksb 處于完全的關(guān)斷狀態(tài)。M7和M8的襯底與源極連在一起，襯底偏壓VSB始終保持為0。因此，兩管的閾值電壓VTH不隨輸入電壓Vin的變化而變化，保證了輸出電流的穩(wěn)定性，提高了采樣線性度。

圖4 增加“虛擬”電容管和“動態(tài)體偏置”結(jié)構(gòu)的改進型柵壓自舉采樣開關(guān)

最后，在動態(tài)體偏置穩(wěn)定開關(guān)管閾值的基礎(chǔ)上，本設(shè)計又設(shè)置了“體偏置切換”控制模塊，由高柵壓常開狀態(tài)的M13和時鐘信號控制的M14構(gòu)成高輸出阻抗的共源共柵電流鏡。在保持狀態(tài)下，可為電容C1提供泄放電荷的通路，在采樣狀態(tài)下，M14完全關(guān)閉，與M13形成共源共柵的高阻輸出，有效抑制M16的柵壓波動，穩(wěn)定體偏置調(diào)整模塊的輸入偏置。在保持階段，Clks 為低電平，M5和M6關(guān)斷，M10和M14打開。此時，M7和M16的柵極通過導(dǎo)通的M13共源共柵支路接地，開關(guān)采樣管M8則通過導(dǎo)通的M9支路接地，三管處于全截止?fàn)顟B(tài)。

3 性能仿真及結(jié)果分析

本研究基于65 nm/1.8 V CMOS 工藝，在Cadence 平臺完成了電路設(shè)計，所使用的晶體管器件尺寸參考表1，輸出負載電容CH為2.56 pF。

表1 改進型自舉采樣開關(guān)所使用器件尺寸單位:μm

在Spectre 仿真性能分析中，設(shè)置電源電壓為600 mV，輸入信號采用峰峰值200 mV，頻率為100 Hz 的理想正弦波。使用本文設(shè)計的自舉開關(guān)對該信號以100 kHz 的采樣頻率進行離散化電壓提取，并分別對功能的實現(xiàn)和信號離散化采樣的性能好壞進行了評估。

圖5 為開關(guān)電路的瞬態(tài)工作分析仿真波形圖。最上面為Vin輸入信號，中間為采樣開關(guān)輸出信號Vout，最下面為開關(guān)管M8的柵極電壓。由圖可見，改進的柵壓自舉開關(guān)能夠正常對Vin采樣，同時能有效實現(xiàn)開關(guān)管的柵壓隨輸入信號的變化而等幅自舉，幅度保持為0.6 V。

圖5 改進型柵壓自舉開關(guān)的輸入輸出和柵壓自舉仿真結(jié)果

為評估采樣后的信號完整性和輸出線性度等性能，同時考慮用于后端12 bit SAR-ADC 的采樣應(yīng)用，對輸出信號采樣211＝2 048 個點，并運行FFT 進行信號的頻譜分析。本文分別以10 kHz 高頻輸入和100 Hz 的仿生理低頻信號輸入作為采樣測試信號，分別對4 種典型的數(shù)模轉(zhuǎn)換性能評估指標(biāo)，非雜散動態(tài)范圍SFDR、總諧波失真比THD、信噪比SNDR 和有效位數(shù)ENOB 進行對比分析。結(jié)果如下:

對100 Hz 低頻仿生理信號采樣，其輸出信號頻譜如圖6 所示。對比傳統(tǒng)電路，改進后的采樣開關(guān)在對輸入信號進行采樣離散化時，THD 為－73.46 dB，SFDR 為78.19 dB，ENOB 為6.33 bit，各性能指標(biāo)均有提升。此外，該電路6 nW 的極低功耗可有效服務(wù)于可穿戴設(shè)備的長時間待機和續(xù)航。

圖6 FFT 頻譜圖

此外，將本文提出的自舉開關(guān)電路與近五年的5 個同類型設(shè)計案例進行了對比，結(jié)果如表2 所示。從對比數(shù)據(jù)可以看出，除SNDR 指標(biāo)略低于平均水平外，本設(shè)計在THD 和SFDR 性能指標(biāo)上均具有優(yōu)勢，其中包括了采用更先進的40 nm 工藝節(jié)點、同為實現(xiàn)生物電信號采集的SAR-ADC 中搭載的采樣開關(guān)的性能對比。值得注意的是，約為6 nW 的采樣功耗實現(xiàn)了目前所知自舉采樣開關(guān)設(shè)計案例中的最低功耗，可實現(xiàn)超低功耗的系統(tǒng)應(yīng)用。同時，6.33 bit 的有效采樣分辨率也符合生物電信號離散化時適中的精度要求。因此，本設(shè)計綜合性能指標(biāo)滿足可穿戴、植入式生物電信號采集微型電路系統(tǒng)的應(yīng)用需求。

表2 改進型自舉采樣開關(guān)的性能對比

4 結(jié)束語

本研究面向人體生物電信號的前端采樣和提取環(huán)節(jié)，采用65 nm/0.6 V CMOS 工藝設(shè)計了一種功耗、噪聲性能均衡的柵壓自舉采樣開關(guān)，用于電容式逐次逼近寄存器型模數(shù)轉(zhuǎn)換器(SAR-ADC)的信號離散化和采樣。通過輸出端附加“虛擬等效電容管”抑制時鐘饋通效應(yīng)和電荷注入效應(yīng)，構(gòu)建開關(guān)NMOS 管的“動態(tài)體偏置調(diào)整”和“體偏置切換控制模塊”提升線性度的同時抑制泄漏電流，有效降低了功耗。

通過Cadence 仿真分析得到，設(shè)計的柵壓自舉采樣開關(guān)在10 kHz 的高頻下功耗為587.3 nW，有效采樣位數(shù)達8.9 bit，獲得非雜散動態(tài)范圍62.02 dB；當(dāng)采樣信號切換到100 Hz 以下的生物電信號頻率，總諧波失真比和非雜散動態(tài)范圍分別為－73.46 dB和78.19 dB，較為良好。盡管噪聲性能與多篇同類文獻相比不具有優(yōu)勢，6.33 bit 的有效位數(shù)相比較也有所降低，但采樣功耗僅為6 nW，低功耗特性十分優(yōu)越。綜合評價，本文設(shè)計的自舉開關(guān)性能可較好地滿足人體生物電信號的采樣需求。