曹以龍, 帥祿瑋

(上海電力大學(xué) 電子與信息工程學(xué)院, 上海 200090)

隨著電動(dòng)汽車與可再生能源的快速發(fā)展,隔離型雙向直流-直流(Direct Current-Direct Current,DC-DC)變換器逐漸成為研究熱點(diǎn)[1-5]。為了降低變換器損耗,雙向隔離DC-DC變換器效率成為了主要研究方向[6-8]。其中,雙移相有源橋因其控制簡單、過渡平穩(wěn)而廣受關(guān)注。文獻(xiàn)[9]提出了一種抑制雙移相有源橋中直流偏置的方法,可以降低直流偏置所引起的額外損耗。文獻(xiàn)[10]提出了一種雙移相與傳統(tǒng)移相相結(jié)合的方法,有效提高了輸出電流范圍。但上述方法都無法顯著提升轉(zhuǎn)換效率,而CLLC變換器由于其特殊的諧振效應(yīng),可有效降低損耗,也被用于雙向DC-DC變換器之中。文獻(xiàn)[11]提出了一種CLLC變換器的同步整流策略,可有效提高轉(zhuǎn)換效率,但無法與雙向工作方法兼容。文獻(xiàn)[12]提出了基于諧振點(diǎn)分區(qū)與量子粒子群算法的諧振參數(shù)設(shè)計(jì),可進(jìn)一步提高轉(zhuǎn)換效率。文獻(xiàn)[13]提出了一種調(diào)頻控制下的雙向工作方法,但需要對諧振網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行較為精確的建模,難以推廣使用。

因此,本文提出了一種雙向全橋CLLC變換器的數(shù)字化混合控制策略,并且通過實(shí)驗(yàn)證明,可以保證在過渡平穩(wěn)的前提下,提升全范圍內(nèi)的轉(zhuǎn)換效率。

1 CLLC電路分析

雙向全橋CLLC變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 CLLC諧振變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意

圖1中,Ci和Co表示輸入電容和輸出電容,Lm表示勵(lì)磁電感,Lr1和Lr2表示一、二次側(cè)的諧振電感;Cr1和Cr2表示一、二次側(cè)的橋臂中心點(diǎn)電容;Up1和Up2表示一、二次側(cè)的橋臂中心點(diǎn)電壓。

在調(diào)頻模式中,若電路處于正方向工作,電路一次側(cè)Qa1～Qa4斬波,將輸入電壓轉(zhuǎn)化為高頻方波,并通過CLLC網(wǎng)絡(luò)傳遞到電路二次側(cè),經(jīng)過Qb1～Qb4的反并聯(lián)二極管整流與電容濾波,成為給二次側(cè)供電的穩(wěn)定直流。反向工作時(shí)原理與正向相類似。在此模式下,變換器可通過同步整流進(jìn)一步提升效率[14]。在移相模式中,一次側(cè)Qa1～Qa4與二次側(cè)Qb1～Qb4同時(shí)斬波,但其斬波信號的相位存在差異,可以通過調(diào)節(jié)相位實(shí)現(xiàn)電流控制。

為了便于分析,先采用基波分析法對CLLC電路進(jìn)行簡化,簡化后如圖2所示。圖2中,Rm1表示一次側(cè)開關(guān)管的導(dǎo)通電阻,Rm2表示二次側(cè)開關(guān)管的導(dǎo)通電阻。

圖2 CLLC諧振網(wǎng)絡(luò)的交流等效電路

一般情況下,為了保證電路的對稱性,會(huì)將一、二次側(cè)的諧振電感和電容設(shè)計(jì)為相同,且一、二次側(cè)采用相同型號的開關(guān)管,即諧振電感Lr=Lr1=Lr2,電容Cr=Cr1=Cr2,諧振電阻Rm=Rm1=Rm2。

以正向工作為例,令一次側(cè)交流基波幅值為Ui,頻率為fc,角頻率ωc=2πfc,相角為零,可以得出二次側(cè)的開路電壓為

(1)

二次側(cè)的輸出阻抗為

(2)

若二次側(cè)交流基波幅值為Uo,頻率為fc,相角為θi,則二次側(cè)的交流基波為

Ub=Uo∠θi=Uocosθi+jUosinθi

(3)

根據(jù)式(1)～式(3),結(jié)合電路定理,可計(jì)算輸出電流,并進(jìn)一步將其分解為有功電流Ir與無功電流Ii,也可將其分解為幅值Ib與電流相角θc。二次側(cè)的輸出電流為

(4)

由上述分析可知,在輸入電壓和輸出電壓恒定的情況下,輸出電流是頻率fc與相角θi的函數(shù)。因此,可通過改變頻率或相角來實(shí)現(xiàn)對輸出電流的控制。另外,由于直流側(cè)的輸出電流只與有功電流Ir相關(guān),因此本文只考慮頻率和相角對有功電流Ir的影響。

設(shè)Lm=70 μH,Lr=17 μH,Cr=67 nF,Ui=400 V,Rm=100 mΩ,θi=1.57 rad,開關(guān)頻率為可變。在該情況下,不同Uo對應(yīng)的有功電流和電流相角如圖3所示。由圖3可知,當(dāng)電路在調(diào)頻模式下工作時(shí),輸出電流的變化范圍較窄,難以實(shí)現(xiàn)電流方向上的切換和平穩(wěn)過渡。但電流相角始終滯后于電壓,電路始終滿足軟開關(guān)條件,即在該模式下,變換器的轉(zhuǎn)換效率比較高。

圖3 調(diào)頻模式下的有功電流和電流相角

當(dāng)固定開關(guān)頻率為200 kHz,相角為可變時(shí),不同Uo對應(yīng)的有功電流和電流相角如圖4所示。由圖4可以看出,當(dāng)電路工作在移相模式時(shí),輸出電流的變化范圍較寬,較易實(shí)現(xiàn)電流方向上的切換和平穩(wěn)過渡。但電流相角在部分情況下超前于電壓,電路在部分情況下不滿足軟開關(guān)條件,即在該模式下,變換器的轉(zhuǎn)換效率比較低。

圖4 移相模式下的有功電流和電流相角

綜上所述,調(diào)頻模式和移相模式各有其優(yōu)劣,前者在轉(zhuǎn)換效率上占優(yōu),而后者在模式切換上更加靈活,故可通過混合控制將兩種算法融合,在切換時(shí)刻采用移相模式,在大功率輸出情況下采用調(diào)頻模式,以提升變換器全范圍內(nèi)的效率。

2 具有滯環(huán)切換的混合控制算法

由于控制器中存在兩種控制算法,為了防止算法切換時(shí)引發(fā)控制器振蕩,所以引入了滯環(huán)切換。此時(shí),其狀態(tài)切換如圖5所示。

圖5 控制狀態(tài)切換示意

當(dāng)控制器控制輸出逐漸降低到下限值時(shí),將進(jìn)入移相狀態(tài)。若控制器輸出增大到超過上限值時(shí),控制器切換回調(diào)頻控制;否則將保持移相狀態(tài)。若控制器的輸出持續(xù)減小,電流也將持續(xù)減小直至為零,此時(shí)電路自動(dòng)切換工作方向。隨著負(fù)向電流的增大,控制器進(jìn)入另一個(gè)滯環(huán)狀態(tài),情況與上述類似。由于滯環(huán)限制了切換速度,因此系統(tǒng)在切換工作狀態(tài)時(shí)不發(fā)生振蕩。

CLLC電路的控制框圖如圖6所示。根據(jù)控制器的指令,電壓環(huán)或一次側(cè)電流環(huán)為外環(huán),其輸出值作為二次側(cè)電流環(huán)的參考值。二次側(cè)電流環(huán)的輸出值作為調(diào)節(jié)對象,根據(jù)圖5中的切換方式,計(jì)算脈沖輸出的頻率和相位。

圖6 CLLC電路混合控制框圖

需要特別說明的是,由于雙向CLLC電路涉及調(diào)頻控制,為了簡化控制器,本文采用定頻控制,即控制頻率固定,多個(gè)脈沖周期控制一次,從而保證了與其相關(guān)的控制器參數(shù)的值不變。

3 數(shù)字化脈沖的實(shí)現(xiàn)

在全數(shù)字化控制中,通常采用微控制器(Micro-Controller Unit,MCU)直接進(jìn)行控制,但是由于CLLC電路中的脈沖輸出比較復(fù)雜,MCU的內(nèi)置脈沖模塊往往難以實(shí)現(xiàn),因此選擇現(xiàn)場可編程門陣列(Field Programmable Gate Array,FPGA)輸出脈沖。

本設(shè)計(jì)中FPGA外接30 MHz的有源晶振,而輸出脈沖的頻率最高可達(dá)300 kHz。若直接采用常規(guī)的增減脈沖模塊,其計(jì)數(shù)器的最大數(shù)值僅為50,計(jì)數(shù)器的最大數(shù)值過小,會(huì)導(dǎo)致脈沖精度不足,進(jìn)一步引起輸出電流的紋波,故需要提升脈沖的精度。但若盲目提高時(shí)鐘頻率,則會(huì)引發(fā)更明顯的延時(shí)效應(yīng),增加FPGA的設(shè)計(jì)壓力。

本文采用鎖相環(huán)和邊沿選擇法,以提高計(jì)數(shù)器的最大數(shù)值,提升脈沖的精度。其原理如圖7所示。該方法需要FPGA先通過內(nèi)部鎖相環(huán)產(chǎn)生N個(gè)時(shí)鐘,時(shí)鐘之間依次偏移360°/N,每個(gè)時(shí)鐘模塊獨(dú)立驅(qū)動(dòng)一個(gè)脈沖模塊,每個(gè)脈沖模塊具有相同的周期計(jì)數(shù)器和比較單元,其輸出的脈沖通過數(shù)據(jù)選擇器選擇通道。

圖7 高精度脈沖的產(chǎn)生原理

根據(jù)設(shè)計(jì)要求,最終選擇鎖相環(huán)頻率為180 MHz,采用4模塊2位的數(shù)據(jù)選擇器。該設(shè)計(jì)均在FPGA內(nèi)部實(shí)現(xiàn),可實(shí)現(xiàn)等效720 MHz的時(shí)鐘頻率。輸出脈沖頻率為300 kHz時(shí),對應(yīng)的計(jì)數(shù)器最大數(shù)值為1 200,滿足設(shè)計(jì)要求。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

CLLC諧振變換器的設(shè)計(jì)規(guī)格如下:額定輸入電壓為400 V,額定輸出電壓為400 V,最大輸出功率2.5 kW,允許的開關(guān)頻率fc變化范圍為100～300 kHz,死區(qū)時(shí)間為200 ns。變換器的器件和參數(shù)如下:主控芯片為TMS320F28069;主控FPGA為XC6SLX9;Sic-MOSFET為C3M0065 090D;Lm=71.7 μH;Lr=17.4 μH;Cr=67.1 nF。

在雙向運(yùn)行實(shí)驗(yàn)中,由于受到實(shí)驗(yàn)裝置的限制,一、二次側(cè)采用2個(gè)額定電壓400 V的直流-交流變換器作為雙向電源。圖8為電路由正向工作切換至反向工作中的電流波形。其中,圖8(a)為過渡波形,圖8(b)為該工況下,電流過零點(diǎn)附近的暫態(tài)波形。其中,In為一次側(cè)輸入電流波形,I1與I2分別為一次側(cè)開關(guān)電流與二次側(cè)開關(guān)電流。

圖8 正向工作切換至向反向工作時(shí)的電流波形

由圖8(a)可以看出,Io由正變負(fù),Ii由負(fù)變正,這說明直流變壓器可以實(shí)現(xiàn)由正向工作向反向工作的切換,響應(yīng)時(shí)間約為8 ms;由圖8(b)可以看出,在切換工作狀態(tài)的過零點(diǎn),I1和I2無明顯的斷流或畸變,這說明變換器可以實(shí)現(xiàn)平穩(wěn)過渡,也可以證明脈沖精度滿足設(shè)計(jì)要求。

圖9為混合控制模式與單純移相模式的效率對比。

圖9 兩種控制模式的工作效率對比

圖9中,功率小于零的部分代表電路反向工作時(shí)的工況。由圖9可知,在輸出功率較小的工況下,兩種控制模式的工作效率相近,這是因?yàn)閮煞N模式此時(shí)都工作在移相狀態(tài);但在功率輸出較大的工況下,由于混合控制模式工作在調(diào)頻狀態(tài),具有軟開關(guān)與同步整流的特性,電路損耗相對較小,故擁有更高的轉(zhuǎn)換效率。這說明本文提出的混合控制模式在全范圍內(nèi)的效率均優(yōu)于單純移相控制。

5 結(jié) 語

本文提出了一種雙向全橋CLLC變換器的數(shù)字化混合控制策略。實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了該控制策略具有以下優(yōu)點(diǎn):可實(shí)現(xiàn)雙向工作,模式切換采用滯環(huán),過渡平穩(wěn),無明顯的切換畸變或振蕩;采用混合控制,在大功率輸出的情況下,具有較高的轉(zhuǎn)換效率;采用全數(shù)字化控制,利用FPGA產(chǎn)生脈沖,穩(wěn)定性較好。