劉天驥 吳新科 楊 樹

用于前端整流器的高效高密度可調(diào)直流變壓器

劉天驥1,2吳新科1,2楊 樹1,2

（1. 浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院 杭州 310027 2. 浙江大學(xué)杭州國際科創(chuàng)中心 杭州 311200）

前端整流器中，基于級聯(lián)H橋（CHB）的功率因數(shù)校正器能夠充分利用低壓器件損耗低的特點以獲得高效率，并大幅降低電感體積以提高功率密度。但是，由于CHB拓?fù)鋵?dǎo)致多個獨立的低壓母線，后級多個獨立的DC-DC必需針對上述特征進行優(yōu)化設(shè)計。該文采用可調(diào)直流變壓器（RDCX）電路作為后級DC-DC，在保證輸出電壓緊調(diào)整的同時，利用RDCX電路的部分功率調(diào)節(jié)特性，取得了高效高功率密度。針對多個RDCX模塊的組合優(yōu)化問題，建立模塊輸出電壓與二次側(cè)整流管最小損耗的模型，找出了二次側(cè)整流管損耗最小的RDCX模塊組合結(jié)構(gòu)。同時，提出一種兼顧功率密度和損耗最小的變壓器優(yōu)化設(shè)計方法?；谏鲜龇椒ǎO(shè)計單模塊500W，總功率3kW的6模塊RDCX組合樣機。該樣機峰值效率達到了98.1%，滿載效率達到了97.9%，功率密度達到了1 300W/in3（1in3=1.638 71×10-5m3）。

前端整流器 高效率 高功率密度 可調(diào)直流變壓器（RDCX）

0 引言

隨著信息技術(shù)的發(fā)展，傳統(tǒng)以12V母線供電的數(shù)據(jù)中心機架無法滿足日益增大的負(fù)載需求。為了提升機架的容量，Google等公司提出了如圖1所示機架母線48V的數(shù)據(jù)中心供電架構(gòu)示意圖，大幅減小了母線銅損，使機架容量可以達到20kW以上[1-2]。

圖1 數(shù)據(jù)中心供電架構(gòu)示意圖

傳統(tǒng)基于高壓硅器件的前端整流器，由于高壓硅器件開關(guān)特性較差，開關(guān)頻率較低，通常整機功率密度在50W/in3（1in3=1.638 71×10-5m3）左右。無法滿足前端整流器在負(fù)載增大和空間有限的共同作用下，不斷提升的效率和功率密度需求。

為提升前級功率因數(shù)校正器（Power Factor Corrector, PFC）的功率密度，文獻[3]基于高壓氮化鎵（Gallium Nitride, GaN）器件，采用軟開關(guān)技術(shù)，將電感進行耦合集成，使峰值效率達到99%，功率密度提升到700W/in3（不含母線電容）。為提升后級隔離型DC-DC電路的功率密度，文獻[4]同樣基于高壓GaN器件，采用三相LLC，并對磁性元件進行了集成和優(yōu)化，使峰值效率達到97.8%，功率密度提升至600W/in3。

PFC和后級隔離型DC-DC中開關(guān)管損耗與開關(guān)管自身品質(zhì)因數(shù)（Figure of Merit, FoM）和新品質(zhì)因素（New Figure of Merit, NFoM）參數(shù)呈正相關(guān)[5-6]，且低壓GaN器件的FoM與NFoM參數(shù)遠小于高壓GaN器件。前端整流器可采用如圖2所示的基于低壓器件的多模塊串并聯(lián)結(jié)構(gòu)，進一步提升了效率與功率密度。

圖2 基于低壓器件的多模塊串并聯(lián)前端整流器

圖2中，前級為6模塊級聯(lián)H橋（Cascaded H Bridge, CHB）PFC，開關(guān)管耐壓100V。經(jīng)實驗驗證，其峰值效率達到99.1%，功率密度為1 500W/in3（不含母線電容）[5]。此時，在前級輸出的限制下，后級需要6個獨立且具有調(diào)壓功能的隔離DC-DC。其輸入電壓為48V等級電壓，6個DC-DC模塊共同組合輸出48V。

對于48V等級電壓輸入的隔離型DC-DC，具有電壓調(diào)節(jié)能力的DC-DC模塊峰值效率約為97.5%，功率密度最高達到800W/in3[7-8]。同時，48V等級電壓輸入不具有調(diào)壓能力的直流變壓器（DC Trans- former, DCX），由于可全范圍實現(xiàn)所有開關(guān)管的軟開關(guān)，且變壓器可最優(yōu)化設(shè)計，其峰值效率約為98%，功率密度能達到1 500W/in3[1, 9]。

對于圖2中的后級DC-DC模塊，可采用圖3中電路，在保留DCX電路高效高密度特點的同時，使其具有調(diào)壓能力。該電路為具有調(diào)壓能力的直流變壓器（Regulated DC Transformer, RDCX）[10]。RDCX電路簡化示意圖如圖3所示。RDCX電路的功率分配如圖3中箭頭所示，RDCX電路中大部分功率直接輸出，僅小部分功率參與電壓調(diào)節(jié)，其效率與DCX電路非常接近。

圖3 RDCX電路簡化示意圖

本文針對RDCX電路應(yīng)用于圖2所示的多模塊前端整流器中時，多模塊組合優(yōu)化以及變壓器優(yōu)化設(shè)計問題，提出了基于二次側(cè)整流管損耗最小的多模塊RDCX組合結(jié)構(gòu)和一種兼顧功率密度和損耗最小的變壓器優(yōu)化設(shè)計方法。在此基礎(chǔ)上，本文搭建了總功率3kW開關(guān)頻率1MHz的后級RDCX組合樣機，并對其進行了測試，其峰值效率達到98.1%，滿載效率達到97.9%，功率密度達到1 300W/in3。

1 輸出端連接結(jié)構(gòu)選擇

當(dāng)6個RDCX共同實現(xiàn)48V輸出時，面臨的首要問題就是模塊輸出端的組合連接。經(jīng)分析可知，可采取的組合方式僅有圖4所示的RDCX輸出端的四種連接方式。

圖4 RDCX輸出端的四種連接方式

圖4中，不同組合結(jié)構(gòu)使RDCX的輸出電壓和電流不同，導(dǎo)致二次側(cè)整流管損耗不同。圖5所示為在RDCX電路開關(guān)周期內(nèi)，一次側(cè)諧振腔、二次繞組以及輔助繞組電流波形。

圖5 變壓器一次、二次以及輔助繞組電流波形

根據(jù)RDCX工作特點以及圖5中所示波形，可以推得RDCX二次側(cè)采用中心抽頭整流或全橋整流時，變壓器二次繞組電流有效值srms為

式中，o為負(fù)載電流；s為開關(guān)周期；r為諧振周期。根據(jù)式（1），以變壓器二次側(cè)采用中心抽頭整流結(jié)構(gòu)為例，基于GaN器件，考慮驅(qū)動損耗和導(dǎo)通損耗，每個模塊的二次側(cè)開關(guān)管總損耗s為

式中，scon為二次側(cè)開關(guān)管導(dǎo)通損耗；sdri為二次側(cè)開關(guān)管驅(qū)動損耗；temp為開關(guān)管導(dǎo)通電阻溫度系數(shù)；dyn為開關(guān)管動態(tài)電阻系數(shù)；g為開關(guān)管驅(qū)動電壓；s為開關(guān)管開關(guān)頻率；s為二次側(cè)開關(guān)管靜態(tài)導(dǎo)通電阻；gs為二次側(cè)開關(guān)管門級驅(qū)動電荷；s為二次側(cè)開關(guān)管FoM值。

根據(jù)式（2），可得二次側(cè)開關(guān)管在一定負(fù)載下能達到的總損耗最小值s_min和此時開關(guān)管對應(yīng)的靜態(tài)導(dǎo)通電阻s_min分別為

由于通常設(shè)計時更加關(guān)注損耗所占百分比，可進一步推得二次側(cè)開關(guān)管最小損耗歸一化值smin_N為

根據(jù)式（4），smin_N主要由s及o兩個參數(shù)決定。由于s決定于開關(guān)管耐壓，進而決定于o。因此，在中心抽頭整流結(jié)構(gòu)中smin_N的大小決定于o。同理，二次側(cè)采用全橋整流時，也有類似的結(jié)論。

根據(jù)式（4），以中心抽頭輸出24V為例，由于開關(guān)管電壓應(yīng)力為48V，需要選擇80V的GaN開關(guān)管。此時，式（4）中，s參數(shù)和溫度系數(shù)temp均可通過數(shù)據(jù)手冊得到。本文取GaN溫度系數(shù)為1.5，驅(qū)動電壓g=5V。由于s=1MHz，根據(jù)經(jīng)驗，死區(qū)時間d取值約為80ns，對應(yīng)諧振頻率r= 1.19MHz。該死區(qū)時間取值在保證一次側(cè)開關(guān)管能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓開通（Zero Voltage Switching, ZVS）的同時，使一次側(cè)和二次側(cè)實際電流有效值相較r=1MHz理想情況下的正弦電流有效值，增幅在10%以內(nèi)。在此開關(guān)條件下，GaN開關(guān)管動態(tài)電阻系數(shù)dyn≈1.7[11]。

根據(jù)上述分析，可以得到變壓器二次側(cè)分別采用中心抽頭或全橋整流時，不同輸出電壓下的二次側(cè)整流管最小損耗的歸一化值，如圖6所示。

圖6 不同輸出電壓下二次側(cè)開關(guān)管最小損耗歸一化值

圖6a中，采用中心抽頭整流時，48V輸出對應(yīng)的二次側(cè)整流管最小損耗歸一化值相較其他輸出電壓最小，約為0.22%。此時，整流管采用的器件為EPC公司150V電壓等級的GaN。圖6b中，采用全橋整流時，也是48V輸出對應(yīng)的二次側(cè)最小損耗歸一化值最小，為0.24%。此時，整流管采用的器件為EPC公司80V電壓等級的GaN。根據(jù)上述分析，采用中心抽頭48V輸出和全橋48V輸出的二次側(cè)整流管最小損耗歸一化值相近。但進一步考慮到，全橋整流對變壓器二次繞組利用率更高，有利于減小變壓器繞組總層數(shù)，以減小PCB厚度，提升整體功率密度。因此，RDCX二次側(cè)采用全橋整流48V直接輸出，6個模塊輸出直接并聯(lián)。

為提升RDCX的輕載效率，本文選擇RDCX二次側(cè)整流管損耗在半載時達到最小值。根據(jù)式（3），考慮實際開關(guān)管情況，選擇導(dǎo)通電阻為1.8mW的80V開關(guān)管。此時，RDCX二次側(cè)整流管在半載時損耗為0.28%，在滿載時損耗為0.38%。

2 RDCX電路參數(shù)設(shè)計

根據(jù)圖3所示RDCX電路功率分配關(guān)系，輔助電路傳遞功率D2D與輸出功率o的比值為

為提升RDCX效率，需盡量減小D2D，即盡量減小補償電壓c。在前級的限制下，輸入電壓為61～71V，根據(jù)圖3可得電壓關(guān)系為

在理想情況下，即補償電壓c=0時，DCX部分輸入電壓dcx=71V。由于輸出電壓為48V，若一次側(cè)采用全橋結(jié)構(gòu)，此時，變壓器一次與二次繞組匝數(shù)比值為

此時，dcx=72V，c在1～11V之間調(diào)節(jié)。為減小輔助電路損耗，選擇輔助繞組為1匝，輔助整流采用中心抽頭結(jié)構(gòu)，輔助電路中的PWM直流變換器（DC to DC, D2D）為Buck電路[10]。

由于輔助電路平均功率小，僅約為輸出功率的9%，且Buck電路設(shè)計方法非常成熟，故輔助整流管的選擇與Buck電路設(shè)計不再贅述。

根據(jù)一次側(cè)為全橋結(jié)構(gòu)的DCX電路的工作原理，易知一次側(cè)開關(guān)管在死區(qū)時間內(nèi)恰好由勵磁電流實現(xiàn)ZVS的條件。在此條件下，考慮一次側(cè)開關(guān)管損耗由導(dǎo)通損耗和驅(qū)動損耗共同構(gòu)成，參照文獻[6]中已有模型，可以得到一次側(cè)開關(guān)管在一定負(fù)載下的最小損耗p_min以及對應(yīng)的一次側(cè)開關(guān)管導(dǎo)通電阻p_min分別為

式中，p為一次側(cè)開關(guān)管的等效輸出電容otr_p與一次側(cè)開關(guān)管導(dǎo)通電阻p的乘積。該參數(shù)對于相同耐壓下的同一系列開關(guān)管是一個定值。本文中選擇一次側(cè)開關(guān)管損耗在半載時達到最小值。由于一次側(cè)開關(guān)管電壓應(yīng)力為72V，考慮實際開關(guān)管工作情況，選擇導(dǎo)通電阻為3.1mW的100V開關(guān)管。此時，一次側(cè)開關(guān)管在半載時損耗為0.27%，在滿載時損耗為0.34%。

3 變壓器優(yōu)化設(shè)計

3.1 變壓器形狀設(shè)計

根據(jù)第1、2節(jié)的RDCX設(shè)計可知，電路中沒有多組一次側(cè)開關(guān)管或二次側(cè)整流管并聯(lián)，不需要采用多個中柱的變壓器磁心[1-2, 6-7]。因此，采用單個跑道型中柱的磁心。變壓器磁心示意圖如圖7所示，磁心形狀由、、和4個參量決定。窗口高度由PCB厚度決定。當(dāng)=0時磁心中柱為圓形。由于2個邊柱面積為中柱面積的一半，參數(shù)可以用其余3個參數(shù)表示，即

對于絕大部分模塊電源，變壓器通常遠高于其余器件，并決定了變換器整體的高度[4, 7, 12]。這使得除變壓器部分以外的PCB上方空間無法被有效利用[9]。為有效利用PCB上方空間，提高變換器整體功率密度，設(shè)定變壓器I片厚度與PCB上最高器件高度相同。本文中，由于PCB上最高器件為數(shù)字隔離器，其高度為1.8mm。在考慮一定余量的情況下，設(shè)定變壓器I片厚度=1.9mm。此時，4個參量中僅剩和兩個獨立參數(shù)可以決定變壓器的形狀。

經(jīng)上述分析，根據(jù)圖7中所示變壓器幾何形狀關(guān)系，變壓器體積e和等效截面積e可以表示為和的函數(shù)。進一步地，磁心損耗密度v也可以在e表達式的基礎(chǔ)上通過Steinmetz公式表示為和的函數(shù)。進而可以將變壓器磁心損耗Fe表示為和的函數(shù)，即

3.2 變壓器繞組結(jié)構(gòu)設(shè)計

由于輔助繞組傳遞平均功率為輸出功率的9%，變壓器銅損主要由一次和二次繞組產(chǎn)生，因此需要保證一次和二次繞組交錯排布以減小損耗。本文采用10層板實現(xiàn)變壓器繞組，變壓器繞組結(jié)構(gòu)如圖8所示。由于輔助繞組電流很小，可忽略其影響，將其置于頂層和底層。

圖8 變壓器繞組結(jié)構(gòu)

圖8為保證一次和二次繞組良好交錯以及層間電流的均勻分布：各匝二次繞組以及一次繞組的第一、第三匝都是兩層PCB并聯(lián)，分別關(guān)于虛線中心對稱分布；一次繞組第二匝為4層PCB并聯(lián)[13-14]。一次繞組結(jié)構(gòu)示意圖如圖9所示。

圖9 一次繞組結(jié)構(gòu)示意圖

根據(jù)圖9中的繞組幾何關(guān)系和圖8a中的繞組連接關(guān)系，可以得到一次側(cè)每層繞組中內(nèi)圈繞組直流電阻inner、外圈繞組直流電阻outer和一次繞組總直流電阻wp_dc的表達式為

式中，Cu為銅電阻率；為繞組銅厚。本文中銅厚為70mm。根據(jù)式（11）可以推得，wp_dc達到最小值時，、和需要滿足

式中，wi_dc為一次、二次和輔助繞組的直流電阻，=p, s, a；Irms為對應(yīng)繞組電流的有效值。在1MHz工況下，交流系數(shù)ac根據(jù)Maxwell 2D仿真結(jié)果，取值約為1.7；溫度系數(shù)temp_w可通過銅電阻率溫度系數(shù)計算得到。

3.3 變壓器參數(shù)優(yōu)化設(shè)計

由于變壓器高度受到窗口高度和磁心I片厚度的限制。變壓器體積與圖7a中俯視截面積成正比。由圖7a中幾何關(guān)系易知，該截面積同樣可以表示為和的函數(shù)。基于上述分析，以和為自變量，綜合考慮變壓器截面積和總損耗，可以繪制出如圖10所示變壓器損耗與截面積等高線。

圖10 變壓器損耗與截面積等高線

圖10中，短虛線為變壓器截面積等高線，實線為變壓器在滿載條件下的總損耗等高線。實線和短虛線的切點代表在一定截面積下，變壓器總損耗最小的和設(shè)計點。這些切點都在圖10的點畫線上。長虛線代表圖7a中參量=0時和的設(shè)計點。由圖10可知，不同截面積下的損耗最小點均在=0線的左上方，意味著采用點畫線作為設(shè)計點的跑道型磁心在相同截面積下，損耗小于圓柱形磁心。

提取圖10中點畫線，可以得到變壓器在不同截面積下的最小損耗百分比，如圖11所示。經(jīng)過第2節(jié)分析可知，一次和二次側(cè)開關(guān)管損耗在滿載時分別為0.34%與0.38%。由于輔助繞組整流管損耗幾乎可以忽略不計，而根據(jù)經(jīng)驗，本文中采用40V耐壓GaN管工作在600kHz頻率下的輔助Buck電路的效率在滿載條件下約為95%。因此，輔助電路部分在額定工況下滿載時損耗約為0.45%。為保證RDCX電路在滿載時，效率能達到98%左右，變壓器損耗在滿載時約為0.8%。此時，可以根據(jù)圖11得到變壓器截面積約為390mm2。

圖11 變壓器不同截面積下的最小損耗

進一步地，利用Maxwell 3D仿真，對根據(jù)上述方法設(shè)計的變壓器在滿載情況下變壓器繞組電流分布進行了仿真驗證。有限元法（Finite Element Method, FEM）3D仿真變壓器PCB電流分布（L1～L8）如圖12所示。此時，一次繞組電流和二次繞組電流均基本實現(xiàn)電流的均勻分布。僅L1的二次繞組在頂層輔助繞組電流作用下，電流略小于并聯(lián)的L8二次繞組。

圖12 有限元法3D仿真變壓器PCB電流分布（L1～L8）

4 實驗驗證

RDCX實驗樣機如圖13所示。根據(jù)上述設(shè)計，6模塊RDCX的系統(tǒng)如圖13a所示，樣機如圖13b所示。樣機中每個模塊輸入電壓為61～71V，輸出電壓為48V，DCX部分開關(guān)頻率為1MHz，輔助Buck電路開關(guān)頻率為600kHz。根據(jù)圖13b中所示樣機尺寸可知，RDCX模塊功率密度為1 300W/in3。由于RDCX電路增益僅受輔助Buck電路占空比Buck的控制[10]，故采用共同占空比進行控制即可。相較其他方案，后級6模塊RDCX和前級CHB PFC均不需要額外均壓控制策略[15-19]。樣機關(guān)鍵參數(shù)見表1。

圖13 RDCX實驗樣機

圖14所示為RDCX電路在空載和滿載時，開關(guān)周期內(nèi)波形。可知，RDCX在不同負(fù)載下均可實現(xiàn)一次側(cè)開關(guān)管零電壓軟開關(guān)開通。圖中，p為諧振腔電流，ds為一次側(cè)全橋下管的漏源極電壓。

圖15所示為在輸入電壓存在100Hz二倍工頻紋波情況下，單個RDCX模塊在滿載時的電壓調(diào)節(jié)波形。圖中，輔助電路輸出電壓c很好地完成了對輸入電壓紋波的補償，保證了輸出電壓o穩(wěn)定在48V。

表1 樣機關(guān)鍵參數(shù)

Tab.1 Key parameters of prototype

圖14 不同負(fù)載下開關(guān)周期內(nèi)波形

圖15 單模塊滿載電壓調(diào)節(jié)波形

圖16所示為6模塊RDCX作為前端整流器后級，在滿載（輸入母線二倍工頻紋波電壓最大）工作時輸入電壓均壓波形。圖中，dc1和dc2分別為RDCX1與RDCX2模塊的輸入電壓，兩者實現(xiàn)了良好均壓。在滿載情況下，輸出電壓依然穩(wěn)定在48V。

圖16 滿載時輸入電壓均壓波形

圖17所示為RDCX電路的效率曲線。其中，omax為滿載電流。該電路在半載附近達到效率峰值98.1%；在滿載時效率為97.9%。圖18所示為RDCX電路在滿載時的損耗分布。由圖18可知，滿載時輔助電路占據(jù)總損耗約25%，變壓器約占總損耗的40%。

圖17 RDCX模塊效率曲線

圖18 RDCX電路滿載條件下?lián)p耗分布

5 結(jié)論

本文將RDCX電路應(yīng)用于基于6模塊CHB PFC的前端整流器后級。針對多個RDCX模塊的組合優(yōu)化，建立了二次側(cè)整流管最小損耗與輸出電壓的數(shù)學(xué)模型；同時，提出了一種可以充分利用PCB上方空間并兼顧功率密度和最小損耗的變壓器優(yōu)化設(shè)計方法。通過仿真和實驗表明，本文采用上述設(shè)計方法使后級6模塊RDCX達到了峰值效率98.1%，滿載效率97.9%，功率密度1 300W/in3。實現(xiàn)了輸出電壓的緊調(diào)整，在保證前端整流器后級DC-DC高效率的同時大幅提升了功率密度。

[1] Ahmed M H, Lee F C, Li Q. Two-stage 48V VRM with intermediate bus voltage optimization for data centers[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2021, 1(2): 702-715.

[2] Fei C, Lee F C, Li Q. High-efficiency high-power- density LLC converter with an integrated planar matrix transformer for high-output current appli- cations[J]. IEEE Transactions on Industrial Electro- nics, 2017, 64(11): 9072-9082.

[3] Lee F C, Li Q, Liu Z, et al. Application of GaN devices for 1kW server power supply with integrated magnetics[J]. CPSS Transactions on Power Electro- nics and Applications, 2016, 1(12): 3-12.

[4] Fei C, Gadelrab R, Li Q, et al. High-frequency three-phase interleaved LLC resonant converter with GaN devices and integrated planar magnetics[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2019, 2(6): 653-663.

[5] Wu Jiawen, Wu Xinke. FoM based optimal frequency and voltage level design for high efficiency high density multilevel PFC with GaN device[C]//IEEE Applied Power Electronics Conference and Expo- sition (APEC), New Orleans, LA, USA, 2020: 1911- 1915.

[6] 施鴻波. 基于低FOM器件的高效高功率密度兆赫茲DC-DC變換器[D]. 杭州: 浙江大學(xué), 2019.

[7] Ahmed M H, Nabih A, Lee F C, et al. Low-loss integrated inductor and transformer structure and application in regulated LLC converter for 48V bus converter[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2020, 8(3): 589-600.

[8] 臺達, 54SJ108A2數(shù)據(jù)手冊[EB/OL]. (2020-09-29). http://filecenter.delta-china.com.cn/products/download/01/0102/datasheet/DS_Q54SJ108A2.pdf.

[9] Li Guangcan, Wu Xinke. High power density 48-12V DCX with 3-D PCB winding transformer[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2020, 35(2): 1189-1193.

[10] Liu Tianji, Wu Xinke, Yang Shu. 1MHz 48-12V regulated DCX with single transformer[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2021, 9(1): 38-47.

[11] Foulkes T, Modeer T, Pilawa-Podgurski R C N. Developing a standardized method for measuring and quantifying dynamic on-state resistance via a survey of low voltage GaN HEMTs[C]//IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), San Antonio, TX, USA, 2018: 2717-2724.

[12] 肖龍, 伍梁, 李新, 等. 高頻LLC變換器平面磁集成矩陣變壓器的優(yōu)化設(shè)計[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2020, 35(4): 758-766.

Xiao Long, Wu Liang, Li Xin, et al. Optimal design of planar magnetic integrated matrix transformer for high frequency LLC converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(4): 758-766.

[13] Cai Y, Ahmed M H, Li Q, et al. Optimal design of megahertz LLC converter for 48V bus converter application[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2020, 8(1): 495-505.

[14] Wang S, Wu H, Lee F C, et al. Integrated matrix transformer with optimized PCB winding for high- efficiency high-power-density LLC resonant con- verter[C]//IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), Baltimore, MD, USA, 2019: 6621-6627.

[15] 張國澎, 賈贊, 陶海軍, 等. 級聯(lián)整流二維調(diào)制多維擴展策略[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2020, 35(15): 3224-3234.

Zhang Guopeng, Jia Zan, Tao Haijun, et al. Multi-dimensional modulation for cascaded H-bridge rectifier based on two-dimensional modulation[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(15): 3224-3234.

[16] 王昕, 王琛琛, 顧長彬. 級聯(lián)H橋整流器穩(wěn)定運行區(qū)域和直流側(cè)電壓平衡策略的調(diào)節(jié)能力分析[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2019, 34(14): 2970-2979.

Wang Xin, Wang Chenchen, Gu Changbin. Analysis about steady-state operating region and regulation capacity of voltage balance strategy for cascaded H-bridge rectifier[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2019, 34(14): 2970-2979.

[17] 谷恭山, 鄭祥杰, 高明, 等. 兩級結(jié)構(gòu)模塊化ISOP組合的DC-DC變換器均壓控制策略[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2019, 34(15): 3175-3185.

Gu Gongshan, Zheng Xiangjie, Gao Ming, et al. Research on voltage sharing control strategy of a combined two-stage modular input-series output- parallel DC-DC converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(15): 3175-3185.

[18] 楊博, 葛瓊璇, 趙魯, 等. 基于輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)的雙向全橋串聯(lián)諧振DC-DC變換器系統(tǒng)控制策略研究[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2020, 35(12): 2574-2584.

Yang Bo, Ge Qiongxuan, Zhao Lu, et al. Control strategy of dual bridge series resonant DC-DC converter system based on input series output parallel connection[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(12): 2574-2584.

[19] Kasper M, Bortis D, Deboy G, et al. Design of a highly efficient (97.7%) and very compact (2.2kW/ dm3) isolated AC-DC telecom power supply module based on the multicell ISOP converter approach[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2017, 32(10): 7750-7769.

High-Efficiency High-Density Regulated DC Transformer for the Front-End Rectifier

1,21,21,2

（1. College of Electrical Engineering Zhejiang University Hangzhou 310027 China 2. Hangzhou Global Scientific and Technological Innovation Center Zhejiang University Hangzhou 311200 China）

In the front-end rectifier, the power factor corrector (PFC) based on the cascaded H bridge (CHB) can make full use of the low loss characteristics of low-voltage devices to obtain high efficiency, and greatly reduce the inductor volume to increase power density. However, the CHB topology leads to multiple independent low-voltage buses. Thus, multiple independent DC-DCs should be optimized and utilized in the second stage. In this paper, a regulated DC transformer (RDCX) was used in the DC-DC stage to get tight regulation capability, high efficiency and high power density, by utilizing its characteristic of partial-power regulation. A model of minimum loss of secondary-side switches and output voltage was established, and the best connection structure of second-stage RDCX modules was found. At the same time, a transformer optimization method taking the power density and minimum loss into account was proposed. Finally, a 6-cell RDCX prototype with a single module power of 500W and a total power of 3kW was built. The prototype has a peak efficiency of 98.1%, a full load efficiency of 97.9%, and a power density of 1 300W/in3.

Front-end rectifier, high efficiency, high power density, regulated DC transformer (RDCX)

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210240

TM46

劉天驥 男，1990年生，博士研究生，研究方向為高效高密度直流變換器。E-mail: tianji_liu@zju.edu.cn

吳新科 男，1978年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向為高效率高功率密度的AC-DC和DC-DC變換技術(shù)。E-mail: wuxinke@zju.edu.cn（通信作者）

2021-03-01

2021-05-08

國家自然科學(xué)基金（51877191）和浙江省杰出青年基金（LR18070001）資助項目。

（編輯 陳 誠）