房緒鵬，王 璞

（山東科技大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院，青島 266590）

近年來(lái)，隨著我國(guó)電力行業(yè)工業(yè)化和信息化的發(fā)展，對(duì)高質(zhì)量能源供應(yīng)的需求變得越來(lái)越大，各種大功率變換器得到迅速發(fā)展[1-5]。多電平逆變器具有電壓電平數(shù)量多，開(kāi)關(guān)器件電壓應(yīng)力小的特點(diǎn)，適用于高壓大功率的場(chǎng)合，其中三電平逆變器應(yīng)用較廣。

目前主要應(yīng)用的三電平逆變器拓?fù)浒∟PC三電平拓?fù)浜蚑型三電平拓?fù)?，NPC三電平拓?fù)渚哂胁僮骱?jiǎn)單的優(yōu)點(diǎn)，但是由于其含有二極管等器件數(shù)量較多，導(dǎo)致逆變器損耗大，因而限制了其推廣與使用；T型三電平逆變器將兩個(gè)開(kāi)關(guān)管反向串聯(lián)組成中點(diǎn)回路，從而省去了兩個(gè)箝位二極管，降低了逆變器損耗[6-8]。

在一些實(shí)際應(yīng)用中，為了提高直流鏈輸入電壓需要在逆變器前增加一個(gè)額外的dc-dc變換器，這樣不僅增加了系統(tǒng)成本和控制復(fù)雜度，還降低了轉(zhuǎn)換效率[9]。在2002年和2008年，文獻(xiàn)[10]與文獻(xiàn)[11]分別提出了Z源和準(zhǔn)Z源逆變器，其通過(guò)單級(jí)功率變換能夠?qū)崿F(xiàn)升降壓，使這一不足之處得到了改善。近幾年，許多專(zhuān)家學(xué)者對(duì)Z源、準(zhǔn)Z源逆變器進(jìn)行了改進(jìn)[12-15]，Y源、Trans-Z、Γ-Z源等帶有耦合線圈的逆變器也被相繼提出，這些阻抗源電路拓?fù)浜腿娖侥孀兤鞯慕Y(jié)合充分發(fā)揮了兩者的優(yōu)勢(shì)，并被大規(guī)模使用。文獻(xiàn)[16]提出了單Z源NPC三電平逆變器，利用電容串聯(lián)將輸入電源電壓一分為二，這樣不可避免地產(chǎn)生了中點(diǎn)電位不平衡問(wèn)題。同時(shí)，這種結(jié)構(gòu)存在Z源網(wǎng)絡(luò)升壓能力有限以及電流不連續(xù)等缺陷。文獻(xiàn)[17]提出一種準(zhǔn)Z源NPC三電平逆變器，其將傳統(tǒng)的Z源NPC逆變器的儲(chǔ)能電感用開(kāi)關(guān)電感代替，輸入電流不連續(xù)的問(wèn)題有了較好的改善。然而，僅通過(guò)增加無(wú)源器件來(lái)提高升壓能力是非常有限的。文獻(xiàn)[18]采用耦合電感來(lái)代替Z源阻抗網(wǎng)絡(luò)中的電感器，可以獲得更高的增益，但是其電容電壓應(yīng)力也隨之升高。

為了更好地解決Trans-Z、Γ-Z源NPC逆變器電容電壓應(yīng)力高的問(wèn)題，本文提出一種高增益電源嵌入雙準(zhǔn)Y源T型三電平逆變器（下文簡(jiǎn)稱(chēng)新型逆變器拓?fù)洌?，新型逆變器采用?duì)稱(chēng)的阻抗網(wǎng)絡(luò)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，使直通狀態(tài)在零矢量和小矢量中均可插入，其在保持更高升壓比的同時(shí)控制策略更加靈活。此外，電源嵌入比未嵌入時(shí)產(chǎn)生的阻抗源網(wǎng)絡(luò)輸出電壓尖峰顯著減小。

1 新型逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其工作原理

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

新型逆變器拓?fù)淙鐖D1所示。該拓?fù)涫怯蓪?duì)稱(chēng)的高升壓比準(zhǔn)Y源阻抗網(wǎng)絡(luò)、T型三電平逆變橋和三相LC濾波器構(gòu)成。其中，C2、C3為分壓電容，C1、C4為阻抗源網(wǎng)絡(luò)電容，其值有C1=C4、C2=C3，Lin為阻抗源網(wǎng)絡(luò)電感，SX1-SX4（X=A、B、C）為三相橋臂開(kāi)關(guān)器件。Lf、Cf、Z分別是三相輸出濾波電感、電容和負(fù)載電阻。

圖1 新型逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topological structure of the novel inverter

輸入電壓Vin經(jīng)過(guò)高增益準(zhǔn)Y源阻抗網(wǎng)絡(luò)并在逆變橋臂直通作用下，被調(diào)制成高頻脈沖母線電壓VO；VO經(jīng)過(guò)SVPWM[19]控制三相逆變橋開(kāi)關(guān)管的開(kāi)通和關(guān)斷得到高頻脈沖列，再經(jīng)過(guò)LC濾波器后獲得正弦電壓和電流。

1.2 工作原理

1.2.1 直通狀態(tài)

當(dāng)直通零電壓狀態(tài)插入時(shí)，逆變橋可分為上、下直通，即某一橋臂上的開(kāi)關(guān)管如SA1、SA2、SA3或同時(shí)導(dǎo)通。由于電路良好的對(duì)稱(chēng)性，上、下直通狀態(tài)類(lèi)似，所以以分析上直通狀態(tài)為例。

此時(shí)二極管D1承受反向電壓而截止，電容C1、C2均處于放電狀態(tài)，能量由電源和電容向電感Lin和三繞組耦合電感轉(zhuǎn)移。等效電路如圖2所示，根據(jù)KVL可得：

圖2 直通狀態(tài)Fig.2 Shoot-through state

1.2.2 非直通狀態(tài)

當(dāng)逆變橋處于非直通狀態(tài)時(shí)，二極管D1承受正向電壓而導(dǎo)通，電感Lin和三繞組耦合電感處于放電狀態(tài)，能量由電源和電感向電容轉(zhuǎn)移。等效電路如圖3所示，根據(jù)KVL可得：

圖3 非直通狀態(tài)Fig.3 Non-shoot-through state

設(shè)開(kāi)關(guān)周期為，根據(jù)電感伏秒平衡原理，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi)L兩端電壓積分值為零，可得：

1.3 電流關(guān)系分析

當(dāng)新型逆變器拓?fù)涔ぷ饔谥蓖顟B(tài)時(shí)，由KCL可得電流關(guān)系表達(dá)式為

同樣，可以求得新型逆變器拓?fù)浞侵蓖顟B(tài)時(shí)的電流關(guān)系為

根據(jù)電容伏秒平衡原理，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)流過(guò)電容器電流的積分值為零，可得電感電流表達(dá)式為

2 新型逆變器拓?fù)涮匦苑治霰容^

2.1 升壓能力分析比較

表1給出了新型逆變器拓?fù)涞睦@組因數(shù)和直通占空比的關(guān)系以及不同繞組因數(shù)下的電壓增益表達(dá)式。由圖4所示，電路的增益曲線隨著繞組因數(shù)的增加而更加陡峭，越陡峭的增益曲線會(huì)使直通時(shí)間Tst變窄并且通常難以實(shí)現(xiàn)。因此在實(shí)際應(yīng)用中，繞組因數(shù)的選擇不應(yīng)過(guò)高[20]。

表1 不同K值下的新型逆變器拓?fù)潆妷涸鲆鎀ab.1 Voltage gain of novel inverter topology under different values of K

圖4 不同K值下逆變器電壓增益的比較Fig.4 Comparison of inverter voltage gain under different values of K

Γ-Z源三電平逆變器直流側(cè)電壓[18]為

T-Z源三電平逆變器直流側(cè)電壓[18]為

3種拓?fù)涞碾妷涸鲆娴年P(guān)系曲線如圖5所示。新型逆變器拓?fù)渑cT-Z源三電平逆變器升壓能力相同，但是相比Γ-Z源三電平逆變器，其升壓能力有較好的提升。

圖5 3種拓?fù)潆妷涸鲆娴谋容^Fig.5 Comparison of voltage gain among three topologies

2.2 電壓應(yīng)力分析比較

表3給出了在電壓增益相同的情況下，新型逆變器拓?fù)浜蚑-Z源、Γ-Z源三電平逆變器的電容器電壓應(yīng)力和二極管電壓應(yīng)力。如圖6和圖7所示，當(dāng)2≤K≤4，dst≤0.2時(shí)，T-Z源和Γ-Z源三電平逆變器的電容器、二極管電壓應(yīng)力相同，新型逆變器拓?fù)涞钠骷妷簯?yīng)力明顯小于其他2種拓?fù)洹?/p>

圖6 3種拓?fù)涞碾娙蓦妷簯?yīng)力的比較Fig.6 Comparison of capacitor voltage stress among three topologies

圖7 3種拓?fù)涞亩O管電壓應(yīng)力的比較Fig.7 Comparison of diode voltage stress among three topologies

表2 3種拓?fù)涞钠骷妷簯?yīng)力Tab.2 Voltage stress of devices with three topologies

2.3 直通狀態(tài)的插入

新型逆變拓?fù)洳捎帽容^穩(wěn)定的SVPWM控制策略。在T型三電平逆變器中共存在27種空間矢量組合[21]，將其進(jìn)行分類(lèi)并列于表3中。

表3 27種矢量分類(lèi)Tab.3 Classification of 27 vectors

對(duì)于單電源拓?fù)湫枰獙⒄麄€(gè)直流側(cè)短路，因此只能在零矢量中插入，而該新型逆變拓?fù)?，直通狀態(tài)還可以在小矢量中插入。下面以小矢量PPO為例進(jìn)行分析：小矢量PPO作用時(shí)，A、B相連接到直流母線正極P輸出正電平，C相連接直流母線中點(diǎn)O輸出零電平，等效電路如圖8所示。

圖8 矢量PPO作用下的等效電路Fig.8 Equivalent circuit under the action of vector PPO

圖9 矢量PPO作用下插入下側(cè)直通狀態(tài)的等效電路Fig.9 Equivalent circuit when inserting the lower shootthrough state under the action of vector PPO

經(jīng)過(guò)以上分析可以得到：對(duì)拓?fù)溥M(jìn)行改進(jìn)后，可以進(jìn)行直通狀態(tài)插入的矢量數(shù)量從3個(gè)增加到15個(gè)，進(jìn)而可以使逆變器的調(diào)制策略變得更加靈活。

3 損耗及效率分析

3.1 損耗分析

拓?fù)渲械膿p耗主要來(lái)自電感等磁性元件和開(kāi)關(guān)管。其中，磁性元件的損耗主要有磁芯損耗和繞組損耗，開(kāi)關(guān)管的損耗主要有導(dǎo)通損耗、開(kāi)關(guān)損耗。

耦合電感的熱源主要來(lái)自磁芯和繞組的損耗，如式（13）所示，可以通過(guò)熱阻的經(jīng)驗(yàn)公式計(jì)算出電感的總損耗功率。

以阻性負(fù)載R=20 Ω，輸出功率Po=200 W，根據(jù)以上公式計(jì)算出各部分損耗的大小，得損耗分布圖如圖10所示。

圖10 不同功率下的損耗分析Fig.10 Power loss analysis at different power levels

3.2 效率分析

新型逆變拓?fù)浜蛡鹘y(tǒng)的Trans-Z源三電平逆變器在不同功率下的效率如圖11所示。從圖11中可以看出：在功率較小時(shí)，新型拓?fù)涞男事缘陀趥鹘y(tǒng)拓?fù)?；但在功率較大時(shí)，新型拓?fù)涞男拭黠@高于傳統(tǒng)拓?fù)?。同時(shí)，由圖10可得，導(dǎo)通損耗所占的比重會(huì)隨著功率增大而減小。由上一節(jié)的電壓增益和本節(jié)的效率分析得，在大功率條件下，對(duì)于Trans-Z、Γ-Z源三電平逆變器新型逆變拓?fù)涞纳龎耗芰托示斜容^明顯的提升，其優(yōu)勢(shì)足以提高功率密度。

圖11 不同逆變器的仿真效率分析Fig.11 Efficiency analysis of different inverters based on simulations

4 仿真分析及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

4.1 仿真分析

為驗(yàn)證上文理論分析的正確性，本文在Matlab/Simulink軟件平臺(tái)上搭建了高增益電源嵌入雙準(zhǔn)Y源T型三電平逆變器仿真模型，并進(jìn)行仿真分析。根據(jù)紋波要求對(duì)電感、電容進(jìn)行取值，具體參數(shù)如表4所示。

表4 仿真參數(shù)Tab.4 Simulation parameters

本文選取繞組因數(shù)K=3，直通占空比dst=0.2，調(diào)制因子M=0.85，如圖12所示，逆變器的輸出電壓峰值為200 V（理論值204 V），逆變器端口輸入的線電壓峰值為475 V（理論值480 V），相電壓峰值為272 V（理論值277 V）。如圖13和圖14所示，電容C1的電壓為139 V（理論值144 V），電容C2的電壓為141 V（理論值144 V），電感ILin的電流為12.5 A（理論值13 A），電感電流和電容電壓波形中均存在紋波，但脈動(dòng)幅度很小。此時(shí)電壓增益B=5，交流升壓增益G=2.125，仿真值基本與理論值相符。

圖12 逆變器輸出線電壓，逆變器前級(jí)輸出線電壓、相電壓波形Fig.12 Waveforms of inverter output line voltage，inverter front output line voltage，and phase voltage

圖13 電容C1、C2的電壓波形Fig.13 Voltage waveforms of capacitorsC1andC2

圖14 電感電流波形Fig.14 Waveform of

為了驗(yàn)證電源嵌入對(duì)阻抗源網(wǎng)絡(luò)輸出電壓峰值的影響，在Simulink平臺(tái)上做了兩組對(duì)比仿真，所得結(jié)果如圖15所示。從圖15可以看出，在電源未嵌入時(shí)阻抗源網(wǎng)絡(luò)輸出的尖峰值為680 V，在電源嵌入后，其的電壓尖峰值降低了110 V，充分說(shuō)明了把電源內(nèi)嵌后阻抗源網(wǎng)絡(luò)輸出電壓的尖峰得到了有效的改善。

圖15 電源嵌入和未嵌入時(shí)的阻抗網(wǎng)絡(luò)輸出電壓波形比較Fig.15 voltage waveforms when power supply is embedded or not Comparison of DC-side

4.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

在仿真的基礎(chǔ)上，本文搭建了逆變器樣機(jī)試驗(yàn)平臺(tái)，對(duì)高增益電源嵌入雙準(zhǔn)Y源T型三電平逆變器進(jìn)行研究?？刂菩盘?hào)由TMS320F28335型的DSP控制器產(chǎn)生，驅(qū)動(dòng)板采用的型號(hào)是落木源DA962D6。硬件實(shí)驗(yàn)裝置如圖16所示，實(shí)驗(yàn)所用的參數(shù)與仿真參數(shù)相同。

圖16 硬件實(shí)驗(yàn)裝置Fig.16 Photo of hardware experimental device

由圖17～圖21所示，逆變器輸出線電壓峰值大約在190 V，電容C1、C2的電壓均在135 V左右，電感的電流在11.5 A左右。由實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)可知，實(shí)驗(yàn)結(jié)果和理論值、仿真有一些差距，其原因主要分為兩個(gè)部分，一是未采用電壓閉環(huán)控制，二是實(shí)際電路中存在線路的阻抗、器件的導(dǎo)通壓降以及耦合電感中漏感的干擾等不可避免的因素。實(shí)驗(yàn)結(jié)果基本驗(yàn)證了本文所提出拓?fù)涞挠行浴?/p>

圖17 逆變器前級(jí)輸出線電壓Fig.17 Front output line voltage of inverter

圖18 逆變器輸出線電壓Fig.18 Output line voltage of inverter

圖19 電容C1的電壓實(shí)驗(yàn)波形Fig.19 Experimental waveforms ofC1

圖20 電容C2的電壓實(shí)驗(yàn)波形Fig.20 Experimental waveforms ofC2

圖21 電感的電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.22 Experimental waveform of

5 結(jié)語(yǔ)

高增益電源嵌入雙準(zhǔn)Y源T型三電平逆變器利用準(zhǔn)Y源阻抗網(wǎng)絡(luò)替換了傳統(tǒng)Trans-Z、Γ-Z源三電平逆變器中的耦合電感，并將電源嵌入至阻抗網(wǎng)絡(luò)和逆變器之間。分析了新型逆變拓?fù)涞幕窘Y(jié)構(gòu)和工作原理，對(duì)比了其對(duì)于傳統(tǒng)Trans-Z、Γ-Z源三電平逆變拓?fù)涞膬?yōu)勢(shì)，結(jié)果表明新型拓?fù)湓陔妷涸鲆?、器件電壓?yīng)力以及阻抗源網(wǎng)絡(luò)輸出電壓的穩(wěn)定性等方面均有較好的改善，新型拓?fù)涫共迦胫蓖顟B(tài)的控制策略變得更加靈活?？傮w來(lái)說(shuō)，新型拓?fù)涓m用于中高功率的場(chǎng)合。