夏曉娟郝夢良丁玉婷

(1.南京郵電大學電子與光學工程學院微電子學院,江蘇 南京 210023；2.南京郵電大學射頻集成與微組裝技術國家地方聯(lián)合工程實驗室,江蘇 南京 210023)

隨著半導體工藝的進步和電子產品的不斷革新,對電源管理芯片的要求也越來越高,低壓差線性穩(wěn)壓器(LDO)是一種電源管理類芯片,其憑借低成本、低功耗、低噪聲、小紋波和簡單結構等優(yōu)勢在市場上占有重要地位[1-2]。LDO 應用領域廣泛,通常用于便攜式電子設備、通信、汽車、工業(yè)醫(yī)療等領域[3]。隨著電子產品的快速更新?lián)Q代,尤其是便攜式電子產品,要求有越來越長的續(xù)航時間,而且這些電子產品大部分時間工作在待機狀態(tài)和輕載狀態(tài)[4]。因此可以通過減小LDO 空載時的靜態(tài)電流來減小對電池的消耗,增加電源的轉化效率,還能在一定程度上延長電池壽命[5]。所以低的靜態(tài)電流是近年來LDO 研究和發(fā)展的熱點之一。

靜態(tài)電流是指芯片工作內部各個器件消耗的電流總和,換句話說就是輸入電流與輸出電流的差值,靜態(tài)電流Iq可表示為:

LDO 的能量轉換效率η可表示為[6]:

LDO 過小的靜態(tài)電流也會造成誤差放大器的擺率變低,導致瞬態(tài)響應變差,此外還大大增加了系統(tǒng)補償?shù)碾y度[7-8]。所以在設計低靜態(tài)電流LDO時必須考慮瞬態(tài)響應特性,進行合理的折中。針對該問題設計了一種低靜態(tài)電流LDO,提出一種自適應電流躍遷電路,實現(xiàn)在空載時極低的靜態(tài)電流；并采用了零點-極點追蹤的頻率補償技術保證了全負載范圍內電路的穩(wěn)定。

文章第1 節(jié)介紹了低靜態(tài)電流LDO 的基本設計原理；第2 節(jié)介紹了所設計LDO 的具體實施電路結構和提出的電流躍變電路結構；第3 節(jié)對電路的頻率特性進行分析；第4 節(jié)給出電路性能仿真測試結果；第5 節(jié)得出結論。

1 LDO 設計原理

LDO 的基本原理如圖1 所示,輸出電壓經(jīng)過電阻分壓后反饋,與基準電壓值通過誤差放大器比較,輸出一個控制信號并經(jīng)過緩沖器后調控功率管的柵極,進而實現(xiàn)控制功率管提供的負載電流,保持輸出的穩(wěn)定。

圖1 LDO 設計原理框圖

誤差放大器的電流由偏置電路和電流自適應躍變電路共同提供,分別是Ib和Iauto。VREF是基準電壓源提供的基準電壓,FB 是輸出電壓VOUT通過電阻RF1與RF2分壓反饋的信號,MP 是功率管,CL是負載電容。

LDO 的穩(wěn)定輸出電壓VOUT可表示為:

由于功率管要驅動大的負載電流,所以功率管的尺寸非常大,這就導致了功率管柵極存在大的寄生電容,極大地影響了功率管的響應速度。針對這一問題,引入一級緩沖器,使放大器高的輸出阻抗與功率管大的寄生電容隔離,避免了放大器的輸出擺率因寄生電容而降低,同時放大器的輸出端極點被推至高頻,有利于環(huán)路穩(wěn)定[9]。但緩沖器的引入使原來主支路兩級結構變成了三級結構,引入了新極點,增加了頻率補償?shù)碾y度。

此外,為了實現(xiàn)低的靜態(tài)電流,并在帶載時具有較好的瞬態(tài)響應特性,基于電流自適應技術提出一種自適應電流電路,以電流躍變的方式來增加放大器的電流以實現(xiàn)快速響應。

傳統(tǒng)的電流自適應增強技術是通過管電流以線性增加的方法給誤差放大器提供工作電流,即隨著功率管提供負載電流的增加,采樣管電流按比例線性增加,進而逐漸增大自適應電路給誤差放大器供應電流的動態(tài)偏壓,通過增大放大器電流來加快響應速度,實現(xiàn)瞬態(tài)增強[10]。但這種方式在輕載時由于采樣電流不是很大,所以瞬態(tài)響應并不理想[11]。通過采用自適應電流跳變的方式,在小負載時讓放大器的電流躍遷升高,可以極大地改善輕載時的瞬態(tài)響應特性。

2 電路設計實現(xiàn)

2.1 偏置電路

設計的偏置電路如圖2 所示,圖中M1、M2、M3、M4 和耗盡管Ndep 構成啟動電路,M5、M6、M7、M8、Rb和Cb組成偏置電路。偏置電路是通過M5 和M6的柵源電壓差作用在電阻Rb上產生電流,M7 和M8構成電流鏡,其柵極接地電容Cb可降低噪聲,增強偏置穩(wěn)定性。

圖2 偏置電路

電路上電時,Ndep 管做恒流源,與M1 構成常通路,偏置電路未啟動前bias2 是低電平,M3 關閉,M4 導通拉低M5 的柵壓使偏置電路啟動。偏置電路啟動后bias2 升高,M3 導通,M4 關斷,使偏置電路不再受啟動電路的影響。由于啟動電路的常導通不利于低靜態(tài)電流的設計,但此啟動電路是利用了使能控制的共用支路,是為了有益于小靜態(tài)電流的設計考慮。

偏置電路中M5、M6、M7 和M8 管的尺寸設計具有如下關系:

由M5 和M6 管的柵源電壓差作用在電阻上產生電流,兩條支路的電流不同,為1∶2 的比例關系。偏置電路管工作在亞閾值區(qū),產生nA 級電流。由于N 管電流鏡的比例關系,使一條支路的電流減小為原來的一半,可進一步地降低電路功耗。

工作在亞閾值區(qū)晶體管的I-V特性可表示為:

式中:ID0為常數(shù),是特征電流,與工藝有關,W/L是晶體管的尺寸寬長比,ξ是斜率因子,VT是熱電壓,VGS和VTH分別是晶體管的柵源電壓和閾值電壓。

2.2 設計的LDO 電路

如圖3 所示為所設計的低靜態(tài)電流LDO 電路。圖中bias1 和bias2 由偏置電路產生,為放大器和電流自適應電路提供電流源偏壓,bias3 由電流躍變電路產生。圖中誤差放大器由M1～M6 組成；M7～M14 構成動態(tài)緩沖器；MP、RF1、RF2和Cf構成功率管輸出反饋級；Mz、Rz和Cz形成零點追蹤補償電路。

圖3 提出的LDO 電路原理圖

基準電壓源輸出基準電壓VREF,其電路采用低閾值N 管和耗盡型N 管串聯(lián)結構,該兩管的閾值電壓均為負溫度系數(shù),耗盡管的閾值電壓為負,通過一定比例疊加實現(xiàn)零溫度基準,給誤差放大器提供一個537 mV 的參考電壓。該基準僅有一條通路,利于低靜態(tài)電流設計(本文不再對此贅述)。

關于誤差放大器要求高的增益和大的擺率,又基于低靜態(tài)電流的考慮折中,選擇N 輸入對的五管差放結構,差放對M3 和M4 工作在亞閾值區(qū)。誤差放大器的輸出擺率可表示為:

式中:Iw是差放的尾電流,Ca是放大器輸出端總的電容。

由(8)式可知增大誤差放大器電流可以增大驅動速度。由于誤差放大器要驅動功率管,而功率管的柵極因其大的尺寸導致有較大的寄生電容,會極大地降低放大器輸出擺率,影響負載響應速度。在放大器和功率管之間插入緩沖器,可以很好地解決該問題。

采用動態(tài)偏置和擺率增強的緩沖器,M8 和M9為bias1 控制的電流源,為緩沖器兩支路提供電流,M11 和M12 構成負載電流鏡,M13 是采用襯底偏置技術的源跟隨管,可以消除襯底偏置效應的影響。M7 和M10 按相同比例采樣負載電流(M7∶M10∶MP=1∶1∶600),使緩沖器流過的電流能動態(tài)地跟隨負載變化。負載電流的增大,直接導致M13 的跨導gm13增大,減小了緩沖器的輸出阻抗,使得緩沖器輸出端的極點更加遠離單位增益帶寬。此外,在負載增大時,通過M13 的電流增大,抬高M14 的柵壓,使流過M14電流增大從而實現(xiàn)對功率管的柵極快速放電；當負載減小時,通過M13 的電流減小,M14 逐漸關閉,相對多余電流對功率管柵極充電,提高功率管柵極的擺率,加快了瞬態(tài)響應速度。

該動態(tài)緩沖器的支路電流是隨負載電流的增大而增大,因此在重載時不利于低功耗的考慮,但在空載時緩沖器的電流采樣管關閉,可達到低靜態(tài)電流的目的。而且LDO 針對于便攜式電子設備,其大多時間處于待機和輕載條件下,一定程度上仍可實現(xiàn)低功耗。

2.3 電流自適應躍變電路

為實現(xiàn)LDO 空載時有較低的靜態(tài)電流,基于傳統(tǒng)的電流自適應技術,設計了一種可實現(xiàn)在空載時關閉而帶載時啟動提供電流的電流躍變電路,電路結構如圖4 所示。bias1 和bias2 由偏置電路提供,控制電流源M16、M21 和M26 給自適應電路提供偏置電流。M29 的柵連接功率管的柵極GMP,對負載電流采樣,電流對M27 和M28 的源端電壓相近,使M29 的漏極電壓接近功率管的漏極,提高M29 采樣精度。OP2 為誤差放大器的另一輸出端,通過反饋控制自適應開關管M22 快速導通,實現(xiàn)加速響應。M22 采用隔離管技術和襯底偏置技術來消除襯底偏置效應和環(huán)境噪聲等因素帶來的影響。

圖4 電流自適應躍變電路

空載或穩(wěn)定狀態(tài)時,OP2 為某一電平穩(wěn)定值,M15 的上拉能力大于M16 的下拉能力,使M17 管關閉?？蛰d條件下M29 的采樣電流為零,電阻R2上的電平為低電平(即M22 的柵壓為低電平),自適應控制管M22 關閉,因此M21、M23 和M24 均為截止狀態(tài),M25 導通使耗盡管Ndep 短路。

當負載增大并超過300 μA 時,誤差放大器的同相端收到一個電壓下沖的反饋信號,使OP2 電壓升高,M15 與固定電流源M16 相比上拉能力降低,使M17 的柵極電位拉低,M17 提供大電流并通過電阻R2產生大的壓降,使自適應控制管M22 導通。固定偏置電流源M21 提供的電流全部通過M22,作用到電流鏡M23 和M24 上,產生自適應躍變電壓bias3,躍變的bias3 使誤差放大器的尾電流躍變升高,加速電路響應。同時,由于M24 的導通使M25的柵壓拉低,導致M25 關閉,耗盡管Ndep 做恒流源接入電路,與采樣管M29 的采樣電流比較,使M22的柵壓跳變至高電平(采樣管電流大于耗盡管恒流源電流)。M18、M19 和M20 3 個二極管結構串聯(lián)對M22 的柵壓嵌位至固定高電位,保持M22 導通穩(wěn)定。電容C1和C2分別穩(wěn)定電路躍變后M22 的柵壓和bias3,增強M22 和bias3 的穩(wěn)定性,減弱噪聲對它們的影響。由于M29 采樣電流線性增加,受GMP 信號控制,因此采樣電流與耗盡管恒流源電流比較響應的時間在反饋響應信號OP2 作用之后,所以通過反饋響應M15 和M17 2 條支路,可以更快地導通M22,加快自適應電流躍變電路響應。

當負載減小變化時,M29 的采樣電流隨之減小,當采樣電流小于耗盡管恒流源的電流時(小于12 μA),比較電平向低電平跳變使M22 關閉。實現(xiàn)負載減小至空載時,關閉電流自適應躍變電路,讓電路工作在最小靜態(tài)電流下。由于M22 的柵壓是躍遷的信號,所以該電流自適應電路可以實現(xiàn)在輕負載時給誤差放大器提供的電流與在重負載時提供的電流幾乎一致,極大地加速了輕載時的瞬態(tài)響應。

3 頻率補償

提出的LDO 輸出端有大的負載電容(片外電容1 μF),導致輸出端極點P0位于低頻處,P0是主極點。緩沖器的插入使放大器大的輸出阻抗與功率管柵極大的寄生電容隔離,放大器輸出端的極點P1被推向高頻。此外緩沖器的輸出端產生一個極點P2,由于緩沖器的輸出阻抗較小,所P2位于較高頻處,因此這幾個極點有如下關系:

電路小信號模型如圖5 所示。反饋環(huán)路斷開,環(huán)路里的主要零極點如下:

圖5 小信號模型示意圖

式中:gm是MOS 管的跨導,ro是MOS 管的內阻,β是M14 的電流放大倍數(shù),Cpar是功率管柵極寄生電容,RMZ是Mz工作在線性區(qū)等效的可變電阻。

由于輸出端負載的變化會引起功率管跨導變化,導致隨著負載的增加,P0向高頻移動。因此大的負載范圍導致P0移動的范圍也較大,易引起環(huán)路不穩(wěn)定。為了補償變化的主極點P0,采用零點-極點追蹤補償在放大器的傳遞函數(shù)里引入一個隨負載變化的零點ZZ。零點-極點追蹤補償電路由MZ、RZ和CZ組成,MZ工作在線性區(qū),相當于是隨負載變化的動態(tài)電阻。當負載增大時,MZ的等效阻抗減小,零點ZZ向高頻移動,合理的設計ZZ可以較好地跟隨P0變化,實現(xiàn)動態(tài)的追蹤補償?shù)男Ч?/p>

動態(tài)緩沖器的電流也是隨負載動態(tài)變化的,當負載增大時,流過緩沖器的電流增大,其跨導增大,輸出阻抗減小,所以緩沖器的輸出端極點P2向高頻移動。P2隨著P0的增大而增大,形成極點-極點追蹤補償?shù)男Ч?。負載增大時,單位增益帶寬也增大,P2的對P0的追蹤,使其在負載變化時保持在單位增益帶寬之外的高頻處,保證環(huán)路的穩(wěn)定性。

在輸出端反饋電阻RF1上并聯(lián)一個電容Cf構成前饋補償結構,前饋補償增加一對零極點:

從上式可以看出Zf總是在P3之前,將Zf放置在單位增益交點產生之前,該零點引入相位超前,提高相位裕度,而其相關的極點P3在高頻處,僅造成稍小的相位延遲。該零極點的距離越遠,補償?shù)男Ч矫黠@,由于RF1和RF2是確定的,所以補償效果也是固定的。

在輕載條件下的穩(wěn)定性仿真如圖6 所示,經(jīng)過動態(tài)的零點追蹤補償和極點追蹤補償,電路在輕載時有極好的穩(wěn)定性,相位裕度可達60°左右。

圖6 電路穩(wěn)定性仿真

4 結果驗證分析

設計的LDO 基于CSMC 0.5 μm 低閾值管工藝,采用Cadence 仿真工具進行仿真,并經(jīng)過實測驗證,所設計的低靜態(tài)電流LDO 電路在輸入電壓范圍2.5 V～5.0 V 內,可穩(wěn)定輸出1.8 V 電壓,靜態(tài)電流小于380 nA,最大可驅動300 mA 負載。

設計的LDO 加入保護電路模塊后的完整版圖如圖7 所示,芯片版圖面積為510 μm×520 μm。圖8 為芯片焊接在測試板上的實物照片。圖9 為輸出LDO芯片負載瞬態(tài)響應的測試電路,通過一方波脈沖信號控制MOS 開關管的通斷,實現(xiàn)負載的跳變。

圖7 LDO 芯片電路版圖

圖8 芯片實物圖

圖9 LDO 芯片瞬態(tài)響應測試電路

用電源儀器給芯片的輸入引腳和使能控制引腳加2.8 V 輸入電壓,在測試板上輸入輸出端分別接有1 μF 的片外電容,空載條件下,將電流表串聯(lián)到輸入端測得的靜態(tài)電流為300 nA,實測如圖10 所示。

圖10 LDO 靜態(tài)電流實測

所設計的LDO 電路靜態(tài)電流仿真如圖11 所示,圖11(a)是在標準輸入2.8 V 室溫條件下的靜態(tài)電流仿真,結果顯示靜態(tài)電流為301.3 nA；圖11(b)是在不同輸入電壓下的靜態(tài)電流仿真,靜態(tài)電流隨著輸入電壓的增加而逐漸增大。在輸入電壓范圍內,最大靜態(tài)電流不超過380 nA。

圖11 靜態(tài)電流仿真

提出的LDO 芯片負載瞬態(tài)響應實測結果如圖12所示,分別為在輸入電壓2.8 V 條件下,負載電流在1 mA～50 mA 和1 mA～300 mA 之間跳變時輸出電壓的實測波形。負載上升跳變時間200 ns,下降跳變時間500 ns。結果顯示在1 mA～50 mA 負載跳變時的過沖電壓小于60 mV,在1 mA～300 mA 負載跳變時的過沖電壓小于240 mV,并具有良好的瞬態(tài)響應。

圖12 LDO 芯片負載瞬態(tài)響應測試

所提出的LDO 電路性能與近年來的工作相比較,如表1 所示,所提出的LDO 電路在靜態(tài)電流方面具有明顯優(yōu)勢,并且與Li W D 等[11]相比在相同輕負載(1 mA～50 mA)跳變下的過沖電壓仍具有較好的特性。

表1 LDO 性能參數(shù)比較

5 結論

設計了一種超低靜態(tài)電流LDO 電路,采用電流自適應增強技術來改善瞬態(tài)響應。提出一種電流自適應躍變電路,可實現(xiàn)在空載狀態(tài)時具有超低的靜態(tài)電流,并能很好加強輕載時的瞬態(tài)響應特性。通過采用動態(tài)零點-極點追蹤技術補償電路,使電路在負載范圍內能保持良好的穩(wěn)定。測試結果表明,提出的LDO 電路在輸入電壓2.5 V～5.0 V 時,可穩(wěn)定輸出1.8 V 電壓,在空載條件下的靜態(tài)電流低至380 nA 以下,并具有較好的瞬態(tài)特性。所提出的LDO 電路的靜態(tài)電流特性具有較高的優(yōu)勢。