史永勝，劉博親，王 凡，符 政，左玉潔

(陜西科技大學電氣與控制工程學院,陜西 西安 710021)

儲能技術可以解決可再生能源發(fā)電穩(wěn)定性的問題,是未來能源體系的新支柱[1]。將儲能技術與新能源發(fā)電技術相結合,能夠為負載提供穩(wěn)定的輸出電壓。傳統(tǒng)的直流變換器通過輸入并聯(lián)、輸出并聯(lián)和級聯(lián)等方式實現新能源發(fā)電、儲能電池和負載的連接,但是這種傳統(tǒng)的直流變換器結構在成本、體積、效率和可靠性等方面都存在不足。三端口變換器通過對拓撲結構的改變,在縮小變換器體積的同時提高了功率密度,同時兼具低成本和高可靠性的優(yōu)勢,在新能源的合理利用以及航天器供電系統(tǒng)中均有重要意義。

當前在工業(yè)生產較多采用傳統(tǒng)PI 控制直流變換器,傳統(tǒng)PI 控制器設計較為簡單,但對被控對象數學模型的建立有較高要求[2]。Qun Q 等[3]采用單一的移相控制,難以取得理想的輸出精度。楊柳等[4-5]采用傳統(tǒng)PI 控制,響應速度較慢、超調大。Rostami S 等[6-12]均以三端口直流變換器為研究對象,在研究過程中只得到了某兩個端口之間的數學模型,卻并未對變換器進行整體建模。三端口變換器工作模式多、非線性強、時變性強,難以建立精確的數學模型,故而傳統(tǒng)PI 控制并不能取得滿意的控制效果。

模糊PI 控制不要求建立三端口直流變換器精確的數學模型,適用于非線性系統(tǒng)且能提高控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性和響應速度。王曉明等[13]以兩相交錯并聯(lián)雙向DC/DC 變換器為研究對象,設計了一個模糊PI 控制器,通過仿真與實驗驗證了模糊PI 控制的響應速度更快、超調量更小。鄭車曉等[14]以單相H 橋整流器為研究對象,通過對傳統(tǒng)PI 控制與模糊PI 控制的比較,驗證了模糊PI 控制可提升變換器的穩(wěn)態(tài)性能與動態(tài)響應特性。王達等[15]所設計的全橋LLC 諧振變換器采用模糊PI 進行控制,取得了較好的跟隨特性與輸出精度。

上述文獻驗證了模糊PI 控制在直流變換器中的優(yōu)勢,但針對非線性智能控制在三端口變換器中的應用,國內外文獻的相關研究較少?；诖?使用模糊PI 控制的三端口直流變換器,通過優(yōu)化三端口變換器的拓撲,提高變換器的效率與功率密度；通過模糊控制系統(tǒng)程序實現自動化的工作模式切換,提升變換器的動態(tài)性能與自適應跟蹤能力。所提拓撲與模糊PI 控制的結合,為智能控制理論在多端口、多模式直流變換器中的應用提供一定的借鑒價值。

1 三端口直流變換器分析

1.1 變換器的設計要求

三端口直流變換器需要有效地連接儲能電池、光伏發(fā)電和負載,需要滿足的設計要求有:

(1)3 個端口能夠實現直流輸入或輸出。3 個端口分別為端口光伏發(fā)電端口、儲能電池端口、負載端口。

(2)實現單輸入單輸出、單輸入雙輸出、雙輸入單輸出3 種運行狀態(tài)。高壓側和低壓側需有電氣隔離。

(3)任意2 個端口之間能實現功率的單級變換以提高變換器轉換效率。儲能電池端口與負載端口之間實現能量的雙向流動。

1.2 變換器拓撲結構的推演

面對儲能技術在可再生能源發(fā)電領域的應用熱點,為了解決級聯(lián)三端口直流變換器的結構復雜、體積大、效率低和成本高等問題,同時根據設計要求,利用開關管復用的思想,對級聯(lián)三端口變換器進行改進,在基本拓撲單元結構的基礎上,將交錯并聯(lián)Buck-Boost 雙向DC/DC 變換器與雙有源橋(Dual Active Bridge,DAB)組合構成三端口直流變換器。交錯并聯(lián)結構對電流紋波具有良好的抑制效果,可提升輸出電能的質量。拓撲結構如圖1 所示。

圖1 三端口直流變換器的電路拓撲

所定義三端口直流變換器的光伏發(fā)電和儲能電池側為輸入側,負載側為輸出側。圖1 中:Ubat是儲能電池端輸出電壓,Upv是光伏陣列的輸出電壓,U0為負載端的電壓。S1-S4 和S5-S8 為變換器的功率開關管；UAB和UCD分別為變換器輸入側和輸出側H橋的輸出電壓。

1.3 變換器工作模式分析

在分析變換器的工作模式過程中,忽略變換器的損耗,Ppv為光伏發(fā)電端口的功率,Pbat為儲能電池端口的功率,P0為負載端口的功率,根據能量守恒定律可得:

定義當Pbat＞0 時,儲能電池處于放電狀態(tài)；當Pbat＜0 時,儲能電池處于充電狀態(tài)。根據Ppv、Pbat和P0的大小關系,三端口直流變換器存在3 種工作模式:

工作模式1 單輸入單輸出模式(Single Input Single Output,SISO),此時Ppv=0,儲能電池單獨向負載供電,或負載單獨向儲能電池充電,三端口直流變換器可以等效為雙有源橋(DAB)變換器。光伏發(fā)電端口處于停止工作狀態(tài),儲能電池處于充電狀態(tài)。圖2 為SISO 等效電路。

圖2 單輸入單輸出模式等效電路

工作模式2 單輸入雙輸出模式(Single Input Double Output,SIDO),此時Ppv＞P0,光伏發(fā)電端口向負載供電的同時對儲能電池進行充電。三端口直流變換器可以等效為交錯并聯(lián)Buck-Boost 雙向DC/DC與雙有源橋(DAB)結構混合的變換器。圖3 為SIDO等效電路。

圖3 單輸入雙輸出模式等效電路

工作模式3 雙輸入單輸出模式(Double Input Single Output,DISO),此時Ppv＜P0,光伏發(fā)電端口和儲能電池同時向負載供電,三端口直流變換器可以等效為雙有源橋(DAB)變換器與Boost 全橋混合變換器。圖4 為DISO 等效電路。

圖4 雙輸入單輸出模式等效電路

1.4 與傳統(tǒng)三端口變換器拓撲結構的比較

傳統(tǒng)的三端口變換器通過公共直流母線連接各端口,端口與母線之間存在多個DC/DC 變換器。就效率而言,傳統(tǒng)三端口變換器母線電壓始終低于端口電壓,故兩個端口之間需經過降壓—升壓雙級能量變換,降低了系統(tǒng)的效率。就控制而言,傳統(tǒng)三端口變換器開關管較多,驅動信號的同步穩(wěn)定輸入加大了控制難度。就可靠性而言,傳統(tǒng)三端口變換器采用多個直流母線電容,電容在變換器實際運行中故障率高于其他元器件,降低了變換器的可靠性。

所采用的新型三端口直流變換器,摒棄了公共直流母線結構,將交錯并聯(lián)結構與雙有源橋結構相結合,實現了任意兩個端口之間的單級能量傳遞,減少了開關管的使用數量。與傳統(tǒng)變換器相比:提高了效率與可靠性,減小了控制難度與體積。

1.5 變換器控制系統(tǒng)結構

在高頻變壓器輸入側全橋與輸出側全橋之間采用移相控制,滿足輸出(負載)端口的穩(wěn)壓控制需求；輸入側為PWM 控制的全橋交錯并聯(lián)雙向Buck-Boost 電路,以滿足MPPT 控制與儲能電池的充放電控制[16-17]。

圖5 為變換器的控制框圖,在輸出側全橋包含交錯并聯(lián)雙向Buck-Boost 電路中,采用PWM 控制,左橋臂超前右橋臂180°,設開關管S3 和S4 的占空比為D1,則開關管S1 和S2 的占空比為1-D1。高頻變壓器輸入側全橋與輸出側全橋之間采用移相控制,半個開關周期的移相占空比為D2,用來調節(jié)變換器傳輸功率的大小和方向。同一橋臂的兩個開關管互補導通,占空比均為0.5,半個開關周期的內移相占空比為D3。

圖5 三端口變換器控制框圖

1.6 輸出功率分析

D1≤0.5 時,通過對集成三端口直流變換器在PWM 加雙重移相控制下工作原理的分析,建立集成三端口直流變換器的功率傳輸關系。根據集成三端口直流變換器的工作原理,各個時刻流過移相電感L的電流iL可以表示為:

假設變換器工作過程中,半個開關周期Ths,電壓調節(jié)比為k=U/nU0且k≥1,開關頻率為f=1/(2Ths),t0時刻t0=0,則各時刻可分別表示為:t1=(1-2D1)Ths；t2=D3Ths；t3=D2Ths；t4=Ths。移相電感電流在一個開關周期內的變化量為0,并且移相電感電流iL滿足奇對稱性,可得:

則在D1≤0.5 時半個開關周期內各開關時刻移相電感電流iL的表達式為:

相應地,可以得到集成三端口直流變換器在PWM 加雙重移相控制下的傳輸功率為:

同理,當D1＞0.5 時,集成三端口直流變換器的功率傳輸關系為:

式中:U=UAB,U0=UCD。

2 模糊PI 控制系統(tǒng)的設計

2.1 模糊PI 控制器的設計

模糊PI 控制不需要建立變換器精確的數學模型,適用于非線性系統(tǒng),具有穩(wěn)定性高,響應速度快的特點,因此所采用模糊PI 控制對閉環(huán)控制器進行設計。選取三端口直流變換器在SISO 模式下電壓環(huán)的模糊PI 控制器設計進行詳細說明。實現過程如圖6 所示。

圖6 模糊PI 控制系統(tǒng)

2.2 輸出變量的模糊化

模糊控制的輸入形式有單輸入、雙輸入以及三輸入,單輸入形式信息維度太少限制了控制器的性能,三輸入形式計算時間成本大。采用雙輸入,將以誤差E和誤差變化率Ec作為模糊控制器的輸入量。將PI 控制器中的比例調節(jié)系數ΔKp和積分調節(jié)系數ΔKi作為模糊控制器的輸出量。

設輸入變量的論域為:[-n,n],結合已知的變量范 圍[Emin,Emax]、[Ec(min),Ec(max)]、[ΔKp(min),ΔKp(max)]、[ΔKi(min),ΔKi(max)],根據式(7)所示論域映射關系確定量化因子KE與KEC,比例因子QKp,QKi。

將真實值經量化因子處理后變成模糊量構成模糊子集。設計的輸出精度為0.5%,則誤差為100V×0.5%=0.5V,誤差E的ZE 模糊子集范圍可確定[-0.5,0.5]。量化因子KE=1。偏差信號需小于設計輸出電壓的5%,即100V×5%=5V。取量化因子KEC=0.1,則誤差變化率Ec的ZE 模糊子集范圍也為[-0.5,0.5]。以同樣的方式整定QKp與QKi,完成對論域的統(tǒng)一化處理。E與Ec模糊變量的隸屬度函數見圖7,模糊變量語言為{NB,NM,NS,ZE,PS,PM,PB},對應含義為:負大、負中、負小、零、正小、正中、正大。隸屬度函數選用三角形,可保證控制系統(tǒng)對輸出的敏感性。

圖7 E 與Ec 隸屬度函數

2.3 建立模糊規(guī)則庫

對比例調節(jié)系數Kp和積分調節(jié)系數Ki建立模糊規(guī)則庫,調節(jié)邏輯需滿足如下要求[18-19]:①比例調節(jié)系數Kp在初期應取較大數值以增大響應速度；在中期應逐漸減小以降低超調；后期輸出基本穩(wěn)定,應適當增加以消除靜態(tài)誤差。②積分調節(jié)系數Ki在初期應取較小數值,以保證調節(jié)速度；在后期應逐漸增大,確保系統(tǒng)穩(wěn)定性。③E較大且為正、｜Ec｜較小時,需增大Kp加快動態(tài)響應。④E較小且為正、｜Ec｜較小時,Kp保持不變,適當加大Ki,縮短到達穩(wěn)態(tài)時間并減小穩(wěn)態(tài)誤差。⑤E較大且為負、｜Ec｜較大時,立即減小Kp防止系統(tǒng)超調。⑥E較小且為負、｜Ec｜較小時,適當減小Kp并增大Ki。具體規(guī)則見表1 表2。

表1 ΔKp 模糊規(guī)則庫

表2 ΔKi 模糊規(guī)則庫

2.4 建立模糊規(guī)則庫

模糊邏輯推理采用if…then…條件語句,將模糊輸入量誤差E和誤差變化率Ec按照模糊規(guī)則庫進行推導,可以得到模糊輸出量比例調節(jié)系數Kp。采用同樣的方案對模糊輸出量積分調節(jié)系數Ki進行模糊推理[20]。從圖8 給出的模糊推理后比例積分調節(jié)系數表層圖可以看出,調節(jié)策略平緩,保證了系統(tǒng)在調節(jié)過程中的穩(wěn)定運行。

圖8 Kp、Ki 模糊推理表層圖

模糊推理得到的比例調節(jié)系數Kp和積分調節(jié)系數Ki是模糊論域的量,而模糊控制器的輸出為實際論域的量,因此需要將模糊論域的比例調節(jié)系數Kp和積分調節(jié)系數Ki轉化到實際論域中,即進行解模糊化處理。常用的解模糊化的方法有面積重心法、面積平分法和最大隸屬度法等。選用式(8)所示面積重心法進行解模糊。將隸屬度函數曲線與橫坐標圍成面積的重心作為模糊推理的最終輸出值,x′為重心,μN(x)為隸屬度函數。采用同樣方法可以實現對電流環(huán)的模糊PI 控制。

需要指出的是,解模糊化只能求得論域的實際量,而論域的實際量并不等同于Kp與Ki的確切值,所以要根據比例因子進行再一次的變換,將實際量轉換成變換器控制系統(tǒng)可以直接使用的確切值。

2.5 模式切換的實現

由于變換器各模式下的輸入輸出變量不同,故需模糊控制系統(tǒng)做工作模式辨別。設定工作模式信號為M,當M=0 時,變換器工作在SISO 模式；當M=1時,變換器工作在SIDO 模式；當M=2 時,變換器工作在DISO 模式。圖9 所示為變換器工作模式判別中斷子程序流程圖。

圖9 工作模式判別流程圖

2.6 仿真結果分析

圖10 給出了在SISO 模式下,對傳統(tǒng)PI 控制與模糊PI 控制進行仿真的結果,發(fā)現傳統(tǒng)PI 控制超調量σ=26.7%,穩(wěn)態(tài)時間ts＞0.05 s。而模糊控制的超調σ=3.9%,穩(wěn)態(tài)時間ts＜0.025 s。模糊PI 控制不僅優(yōu)化了的系統(tǒng)的響應速度(穩(wěn)態(tài)時間縮短),還大幅改善了系統(tǒng)的穩(wěn)定性(降低超調)。超調量減小了沖擊電流和沖擊電壓在工作初期對變換器的影響,有利于延長變換器的使用壽命。從實際使用角度來看,模糊PI 控制在超調量上優(yōu)化的意義大于在響應時間優(yōu)化的意義。

圖10 模糊PI 與傳統(tǒng)PI 階躍響應

圖11 給出了DISO 模式下,傳統(tǒng)級聯(lián)式三端口變換器輸出電壓(U1)與本研究所采用拓撲的輸出電壓(U2)。由圖可知U2較U1電壓紋波顯著減小,U2穩(wěn)態(tài)誤差小于0.5 V/100 V=0.5%,且電壓輸出精度得到提高,這主要得益于交錯并聯(lián)的拓撲結構與所采用的模糊PI 控制方式。

圖11 電壓紋波對比圖

各模式下的仿真驗證見圖12。在SISO 模式下,Pbat為正表明儲能電池處于放電狀態(tài),P0=Pbat表明負載端口的能量完全由儲能電池提供。在SIDO模式下,Pbat為負表明儲能電池處于充電狀態(tài),P0=Pbat＋Ppv表明光伏發(fā)電端口同時向儲能電池的負載端口提供能量。在DISO 模式下,Pbat為正表明儲能電池處于放電狀態(tài),P0=Pbat＋Ppv表明光伏發(fā)電端口和儲能電池同時向負載端口提供能量。仿真驗證證明了控制策略的正確性,符合三端口變換器的設計要求。

圖12 仿真波形圖

3 實驗驗證

240 W 集成三端口直流變換器如13 所示。集成三端口直流變換器實驗樣機主要由主電路、采樣電路和驅動電路3 部分構成。使用TMS320F28335作為數字信號處理器,IR2110PBF 作為開關管驅動IC。主電路器件選型見表3。

圖13 三端口直流變換器實物圖

表3 主電路器件選型表

3.1 SISO、SIDO、DISO 工作模式驗證

(1)變換器在SISO 模式工作時,輸出側負載端口電壓U0為100 V,電流I0為1 A。輸入側儲能電池端口電流Ibat為2 A,輸入側光伏發(fā)電端口電流Ipv為0 A,儲能電池向負載提供能量,見圖14(a)。

(2)變換器在SIDO 模式工作時,輸出側負載端口電壓U0為100 V,電流I0為1 A,輸入側光伏發(fā)電端口電流Ipv為4 A,光伏發(fā)電端口向儲能電池和負載提供能量,見圖14(b)。

(3)變換器在DISO 模式工作時,輸出側負載端口電壓U0為100 V,電流I0為2.4 A。輸入側儲能電池端口電流Ibat為2 A。輸入側光伏發(fā)電端口電流Ipv為4 A,光伏發(fā)電端口向儲能電池和負載供能,見圖14(c)。

圖14 實驗波形圖

3.2 模式切換分析

(1)單輸入單輸出模式切換單輸入雙輸出模式見圖15(a)。變換器在切換前后,輸出側負載端口的電壓U0保持100V 不變,電流I0保持1 A 不變；輸入側儲能電池端口的電流Ibat由2 A 減少到-0.5 A；輸入側光伏發(fā)電端口的電流Ipv由0 A 增加到4 A。

(2)單輸入單輸出模式切換雙輸入單輸出模式見圖15(b)。輸出側負載端口的電壓U0保持100 V不變,電流I0保持2.4 A 不變；輸入側儲能電池端口的電流Ibat由4.3 A 減少到2 A；輸入側光伏發(fā)電端口的電流Ipv由0 A 增加到4 A。

(3)單輸入雙輸出模式切換雙輸入單輸出模式見圖15(c)。輸出側負載端口的電壓U0保持100 V不變,電流I0由1 A 增加到2.4 A；輸入側儲能電池端口的電流Ibat由-0.5 A 增加到2 A；輸入側光伏發(fā)電端口的電流Ipv保持4 A 不變。

由圖15 可以看出,當工作模式發(fā)生切換時,系統(tǒng)均能在0.05 s 內恢復穩(wěn)定,驗證了模式切換系統(tǒng)的可行性與變換器的穩(wěn)定性。

圖15 模式切換實驗波形

3.3 效率分析

定義該三端口變換器的效率η為:

式中:儲能電池放電時功率為正,充電時功率為負。實驗樣機在不同模式下的效率曲線見圖16,在SISO模式下,儲能電池單獨向負載供電,儲能電池端口電壓電流較大,此時光伏端口雖然有電流脈動但有功功率為零,無功功率影響了變換器的效率；在SIDO 模式下,由于光伏端口單獨供電,較大的直流分量增加了導通損耗；在DISO 模式下,光伏與儲能電池同時向負載供電,電流均相對較小,整體導通損耗較低,變換器效率較高。該實驗主要針對拓撲以及控制策略進行驗證,并未專門對變換器效率進行優(yōu)化,可通過加入軟開關技術、利用雙重移相減小回流功率、使用低損耗開關器件等措施,進一步提高變換器效率。

圖16 不同模式下效率曲線圖

4 結論

提出了一種基于模糊控制的三端口變換器。通過優(yōu)化變換器拓撲結構,在提高效率的同時降低了成本；使用模糊控制策略實現PI 參數自整定,提升系統(tǒng)響應速度與控制精度,同時降低超調；設計工作模式切換程序,使變換器對工況具有更好的適應性。該研究為非線性智能控制在多工作模式變換器中的應用,提供一定的工程實用價值。