史永勝,劉博親,王 凡,符 政,左玉潔
(陜西科技大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院,陜西 西安 710021)
儲能技術(shù)可以解決可再生能源發(fā)電穩(wěn)定性的問題,是未來能源體系的新支柱[1]。將儲能技術(shù)與新能源發(fā)電技術(shù)相結(jié)合,能夠為負載提供穩(wěn)定的輸出電壓。傳統(tǒng)的直流變換器通過輸入并聯(lián)、輸出并聯(lián)和級聯(lián)等方式實現(xiàn)新能源發(fā)電、儲能電池和負載的連接,但是這種傳統(tǒng)的直流變換器結(jié)構(gòu)在成本、體積、效率和可靠性等方面都存在不足。三端口變換器通過對拓撲結(jié)構(gòu)的改變,在縮小變換器體積的同時提高了功率密度,同時兼具低成本和高可靠性的優(yōu)勢,在新能源的合理利用以及航天器供電系統(tǒng)中均有重要意義。
當前在工業(yè)生產(chǎn)較多采用傳統(tǒng)PI 控制直流變換器,傳統(tǒng)PI 控制器設(shè)計較為簡單,但對被控對象數(shù)學(xué)模型的建立有較高要求[2]。Qun Q 等[3]采用單一的移相控制,難以取得理想的輸出精度。楊柳等[4-5]采用傳統(tǒng)PI 控制,響應(yīng)速度較慢、超調(diào)大。Rostami S 等[6-12]均以三端口直流變換器為研究對象,在研究過程中只得到了某兩個端口之間的數(shù)學(xué)模型,卻并未對變換器進行整體建模。三端口變換器工作模式多、非線性強、時變性強,難以建立精確的數(shù)學(xué)模型,故而傳統(tǒng)PI 控制并不能取得滿意的控制效果。
模糊PI 控制不要求建立三端口直流變換器精確的數(shù)學(xué)模型,適用于非線性系統(tǒng)且能提高控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性和響應(yīng)速度。王曉明等[13]以兩相交錯并聯(lián)雙向DC/DC 變換器為研究對象,設(shè)計了一個模糊PI 控制器,通過仿真與實驗驗證了模糊PI 控制的響應(yīng)速度更快、超調(diào)量更小。鄭車曉等[14]以單相H 橋整流器為研究對象,通過對傳統(tǒng)PI 控制與模糊PI 控制的比較,驗證了模糊PI 控制可提升變換器的穩(wěn)態(tài)性能與動態(tài)響應(yīng)特性。王達等[15]所設(shè)計的全橋LLC 諧振變換器采用模糊PI 進行控制,取得了較好的跟隨特性與輸出精度。
上述文獻驗證了模糊PI 控制在直流變換器中的優(yōu)勢,但針對非線性智能控制在三端口變換器中的應(yīng)用,國內(nèi)外文獻的相關(guān)研究較少?;诖?使用模糊PI 控制的三端口直流變換器,通過優(yōu)化三端口變換器的拓撲,提高變換器的效率與功率密度;通過模糊控制系統(tǒng)程序?qū)崿F(xiàn)自動化的工作模式切換,提升變換器的動態(tài)性能與自適應(yīng)跟蹤能力。所提拓撲與模糊PI 控制的結(jié)合,為智能控制理論在多端口、多模式直流變換器中的應(yīng)用提供一定的借鑒價值。
三端口直流變換器需要有效地連接儲能電池、光伏發(fā)電和負載,需要滿足的設(shè)計要求有:
(1)3 個端口能夠?qū)崿F(xiàn)直流輸入或輸出。3 個端口分別為端口光伏發(fā)電端口、儲能電池端口、負載端口。
(2)實現(xiàn)單輸入單輸出、單輸入雙輸出、雙輸入單輸出3 種運行狀態(tài)。高壓側(cè)和低壓側(cè)需有電氣隔離。
(3)任意2 個端口之間能實現(xiàn)功率的單級變換以提高變換器轉(zhuǎn)換效率。儲能電池端口與負載端口之間實現(xiàn)能量的雙向流動。
面對儲能技術(shù)在可再生能源發(fā)電領(lǐng)域的應(yīng)用熱點,為了解決級聯(lián)三端口直流變換器的結(jié)構(gòu)復(fù)雜、體積大、效率低和成本高等問題,同時根據(jù)設(shè)計要求,利用開關(guān)管復(fù)用的思想,對級聯(lián)三端口變換器進行改進,在基本拓撲單元結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上,將交錯并聯(lián)Buck-Boost 雙向DC/DC 變換器與雙有源橋(Dual Active Bridge,DAB)組合構(gòu)成三端口直流變換器。交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)對電流紋波具有良好的抑制效果,可提升輸出電能的質(zhì)量。拓撲結(jié)構(gòu)如圖1 所示。
圖1 三端口直流變換器的電路拓撲
所定義三端口直流變換器的光伏發(fā)電和儲能電池側(cè)為輸入側(cè),負載側(cè)為輸出側(cè)。圖1 中:Ubat是儲能電池端輸出電壓,Upv是光伏陣列的輸出電壓,U0為負載端的電壓。S1-S4 和S5-S8 為變換器的功率開關(guān)管;UAB和UCD分別為變換器輸入側(cè)和輸出側(cè)H橋的輸出電壓。
在分析變換器的工作模式過程中,忽略變換器的損耗,Ppv為光伏發(fā)電端口的功率,Pbat為儲能電池端口的功率,P0為負載端口的功率,根據(jù)能量守恒定律可得:
定義當Pbat>0 時,儲能電池處于放電狀態(tài);當Pbat<0 時,儲能電池處于充電狀態(tài)。根據(jù)Ppv、Pbat和P0的大小關(guān)系,三端口直流變換器存在3 種工作模式:
工作模式1 單輸入單輸出模式(Single Input Single Output,SISO),此時Ppv=0,儲能電池單獨向負載供電,或負載單獨向儲能電池充電,三端口直流變換器可以等效為雙有源橋(DAB)變換器。光伏發(fā)電端口處于停止工作狀態(tài),儲能電池處于充電狀態(tài)。圖2 為SISO 等效電路。
圖2 單輸入單輸出模式等效電路
工作模式2 單輸入雙輸出模式(Single Input Double Output,SIDO),此時Ppv>P0,光伏發(fā)電端口向負載供電的同時對儲能電池進行充電。三端口直流變換器可以等效為交錯并聯(lián)Buck-Boost 雙向DC/DC與雙有源橋(DAB)結(jié)構(gòu)混合的變換器。圖3 為SIDO等效電路。
圖3 單輸入雙輸出模式等效電路
工作模式3 雙輸入單輸出模式(Double Input Single Output,DISO),此時Ppv<P0,光伏發(fā)電端口和儲能電池同時向負載供電,三端口直流變換器可以等效為雙有源橋(DAB)變換器與Boost 全橋混合變換器。圖4 為DISO 等效電路。
圖4 雙輸入單輸出模式等效電路
傳統(tǒng)的三端口變換器通過公共直流母線連接各端口,端口與母線之間存在多個DC/DC 變換器。就效率而言,傳統(tǒng)三端口變換器母線電壓始終低于端口電壓,故兩個端口之間需經(jīng)過降壓—升壓雙級能量變換,降低了系統(tǒng)的效率。就控制而言,傳統(tǒng)三端口變換器開關(guān)管較多,驅(qū)動信號的同步穩(wěn)定輸入加大了控制難度。就可靠性而言,傳統(tǒng)三端口變換器采用多個直流母線電容,電容在變換器實際運行中故障率高于其他元器件,降低了變換器的可靠性。
所采用的新型三端口直流變換器,摒棄了公共直流母線結(jié)構(gòu),將交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)與雙有源橋結(jié)構(gòu)相結(jié)合,實現(xiàn)了任意兩個端口之間的單級能量傳遞,減少了開關(guān)管的使用數(shù)量。與傳統(tǒng)變換器相比:提高了效率與可靠性,減小了控制難度與體積。
在高頻變壓器輸入側(cè)全橋與輸出側(cè)全橋之間采用移相控制,滿足輸出(負載)端口的穩(wěn)壓控制需求;輸入側(cè)為PWM 控制的全橋交錯并聯(lián)雙向Buck-Boost 電路,以滿足MPPT 控制與儲能電池的充放電控制[16-17]。
圖5 為變換器的控制框圖,在輸出側(cè)全橋包含交錯并聯(lián)雙向Buck-Boost 電路中,采用PWM 控制,左橋臂超前右橋臂180°,設(shè)開關(guān)管S3 和S4 的占空比為D1,則開關(guān)管S1 和S2 的占空比為1-D1。高頻變壓器輸入側(cè)全橋與輸出側(cè)全橋之間采用移相控制,半個開關(guān)周期的移相占空比為D2,用來調(diào)節(jié)變換器傳輸功率的大小和方向。同一橋臂的兩個開關(guān)管互補導(dǎo)通,占空比均為0.5,半個開關(guān)周期的內(nèi)移相占空比為D3。
圖5 三端口變換器控制框圖
D1≤0.5 時,通過對集成三端口直流變換器在PWM 加雙重移相控制下工作原理的分析,建立集成三端口直流變換器的功率傳輸關(guān)系。根據(jù)集成三端口直流變換器的工作原理,各個時刻流過移相電感L的電流iL可以表示為:
假設(shè)變換器工作過程中,半個開關(guān)周期Ths,電壓調(diào)節(jié)比為k=U/nU0且k≥1,開關(guān)頻率為f=1/(2Ths),t0時刻t0=0,則各時刻可分別表示為:t1=(1-2D1)Ths;t2=D3Ths;t3=D2Ths;t4=Ths。移相電感電流在一個開關(guān)周期內(nèi)的變化量為0,并且移相電感電流iL滿足奇對稱性,可得:
則在D1≤0.5 時半個開關(guān)周期內(nèi)各開關(guān)時刻移相電感電流iL的表達式為:
相應(yīng)地,可以得到集成三端口直流變換器在PWM 加雙重移相控制下的傳輸功率為:
同理,當D1>0.5 時,集成三端口直流變換器的功率傳輸關(guān)系為:
式中:U=UAB,U0=UCD。
模糊PI 控制不需要建立變換器精確的數(shù)學(xué)模型,適用于非線性系統(tǒng),具有穩(wěn)定性高,響應(yīng)速度快的特點,因此所采用模糊PI 控制對閉環(huán)控制器進行設(shè)計。選取三端口直流變換器在SISO 模式下電壓環(huán)的模糊PI 控制器設(shè)計進行詳細說明。實現(xiàn)過程如圖6 所示。
圖6 模糊PI 控制系統(tǒng)
模糊控制的輸入形式有單輸入、雙輸入以及三輸入,單輸入形式信息維度太少限制了控制器的性能,三輸入形式計算時間成本大。采用雙輸入,將以誤差E和誤差變化率Ec作為模糊控制器的輸入量。將PI 控制器中的比例調(diào)節(jié)系數(shù)ΔKp和積分調(diào)節(jié)系數(shù)ΔKi作為模糊控制器的輸出量。
設(shè)輸入變量的論域為:[-n,n],結(jié)合已知的變量范 圍[Emin,Emax]、[Ec(min),Ec(max)]、[ΔKp(min),ΔKp(max)]、[ΔKi(min),ΔKi(max)],根據(jù)式(7)所示論域映射關(guān)系確定量化因子KE與KEC,比例因子QKp,QKi。
將真實值經(jīng)量化因子處理后變成模糊量構(gòu)成模糊子集。設(shè)計的輸出精度為0.5%,則誤差為100V×0.5%=0.5V,誤差E的ZE 模糊子集范圍可確定[-0.5,0.5]。量化因子KE=1。偏差信號需小于設(shè)計輸出電壓的5%,即100V×5%=5V。取量化因子KEC=0.1,則誤差變化率Ec的ZE 模糊子集范圍也為[-0.5,0.5]。以同樣的方式整定QKp與QKi,完成對論域的統(tǒng)一化處理。E與Ec模糊變量的隸屬度函數(shù)見圖7,模糊變量語言為{NB,NM,NS,ZE,PS,PM,PB},對應(yīng)含義為:負大、負中、負小、零、正小、正中、正大。隸屬度函數(shù)選用三角形,可保證控制系統(tǒng)對輸出的敏感性。
圖7 E 與Ec 隸屬度函數(shù)
對比例調(diào)節(jié)系數(shù)Kp和積分調(diào)節(jié)系數(shù)Ki建立模糊規(guī)則庫,調(diào)節(jié)邏輯需滿足如下要求[18-19]:①比例調(diào)節(jié)系數(shù)Kp在初期應(yīng)取較大數(shù)值以增大響應(yīng)速度;在中期應(yīng)逐漸減小以降低超調(diào);后期輸出基本穩(wěn)定,應(yīng)適當增加以消除靜態(tài)誤差。②積分調(diào)節(jié)系數(shù)Ki在初期應(yīng)取較小數(shù)值,以保證調(diào)節(jié)速度;在后期應(yīng)逐漸增大,確保系統(tǒng)穩(wěn)定性。③E較大且為正、|Ec|較小時,需增大Kp加快動態(tài)響應(yīng)。④E較小且為正、|Ec|較小時,Kp保持不變,適當加大Ki,縮短到達穩(wěn)態(tài)時間并減小穩(wěn)態(tài)誤差。⑤E較大且為負、|Ec|較大時,立即減小Kp防止系統(tǒng)超調(diào)。⑥E較小且為負、|Ec|較小時,適當減小Kp并增大Ki。具體規(guī)則見表1 表2。
表1 ΔKp 模糊規(guī)則庫
表2 ΔKi 模糊規(guī)則庫
模糊邏輯推理采用if…then…條件語句,將模糊輸入量誤差E和誤差變化率Ec按照模糊規(guī)則庫進行推導(dǎo),可以得到模糊輸出量比例調(diào)節(jié)系數(shù)Kp。采用同樣的方案對模糊輸出量積分調(diào)節(jié)系數(shù)Ki進行模糊推理[20]。從圖8 給出的模糊推理后比例積分調(diào)節(jié)系數(shù)表層圖可以看出,調(diào)節(jié)策略平緩,保證了系統(tǒng)在調(diào)節(jié)過程中的穩(wěn)定運行。
圖8 Kp、Ki 模糊推理表層圖
模糊推理得到的比例調(diào)節(jié)系數(shù)Kp和積分調(diào)節(jié)系數(shù)Ki是模糊論域的量,而模糊控制器的輸出為實際論域的量,因此需要將模糊論域的比例調(diào)節(jié)系數(shù)Kp和積分調(diào)節(jié)系數(shù)Ki轉(zhuǎn)化到實際論域中,即進行解模糊化處理。常用的解模糊化的方法有面積重心法、面積平分法和最大隸屬度法等。選用式(8)所示面積重心法進行解模糊。將隸屬度函數(shù)曲線與橫坐標圍成面積的重心作為模糊推理的最終輸出值,x′為重心,μN(x)為隸屬度函數(shù)。采用同樣方法可以實現(xiàn)對電流環(huán)的模糊PI 控制。
需要指出的是,解模糊化只能求得論域的實際量,而論域的實際量并不等同于Kp與Ki的確切值,所以要根據(jù)比例因子進行再一次的變換,將實際量轉(zhuǎn)換成變換器控制系統(tǒng)可以直接使用的確切值。
由于變換器各模式下的輸入輸出變量不同,故需模糊控制系統(tǒng)做工作模式辨別。設(shè)定工作模式信號為M,當M=0 時,變換器工作在SISO 模式;當M=1時,變換器工作在SIDO 模式;當M=2 時,變換器工作在DISO 模式。圖9 所示為變換器工作模式判別中斷子程序流程圖。
圖9 工作模式判別流程圖
圖10 給出了在SISO 模式下,對傳統(tǒng)PI 控制與模糊PI 控制進行仿真的結(jié)果,發(fā)現(xiàn)傳統(tǒng)PI 控制超調(diào)量σ=26.7%,穩(wěn)態(tài)時間ts>0.05 s。而模糊控制的超調(diào)σ=3.9%,穩(wěn)態(tài)時間ts<0.025 s。模糊PI 控制不僅優(yōu)化了的系統(tǒng)的響應(yīng)速度(穩(wěn)態(tài)時間縮短),還大幅改善了系統(tǒng)的穩(wěn)定性(降低超調(diào))。超調(diào)量減小了沖擊電流和沖擊電壓在工作初期對變換器的影響,有利于延長變換器的使用壽命。從實際使用角度來看,模糊PI 控制在超調(diào)量上優(yōu)化的意義大于在響應(yīng)時間優(yōu)化的意義。
圖10 模糊PI 與傳統(tǒng)PI 階躍響應(yīng)
圖11 給出了DISO 模式下,傳統(tǒng)級聯(lián)式三端口變換器輸出電壓(U1)與本研究所采用拓撲的輸出電壓(U2)。由圖可知U2較U1電壓紋波顯著減小,U2穩(wěn)態(tài)誤差小于0.5 V/100 V=0.5%,且電壓輸出精度得到提高,這主要得益于交錯并聯(lián)的拓撲結(jié)構(gòu)與所采用的模糊PI 控制方式。
圖11 電壓紋波對比圖
各模式下的仿真驗證見圖12。在SISO 模式下,Pbat為正表明儲能電池處于放電狀態(tài),P0=Pbat表明負載端口的能量完全由儲能電池提供。在SIDO模式下,Pbat為負表明儲能電池處于充電狀態(tài),P0=Pbat+Ppv表明光伏發(fā)電端口同時向儲能電池的負載端口提供能量。在DISO 模式下,Pbat為正表明儲能電池處于放電狀態(tài),P0=Pbat+Ppv表明光伏發(fā)電端口和儲能電池同時向負載端口提供能量。仿真驗證證明了控制策略的正確性,符合三端口變換器的設(shè)計要求。
圖12 仿真波形圖
240 W 集成三端口直流變換器如13 所示。集成三端口直流變換器實驗樣機主要由主電路、采樣電路和驅(qū)動電路3 部分構(gòu)成。使用TMS320F28335作為數(shù)字信號處理器,IR2110PBF 作為開關(guān)管驅(qū)動IC。主電路器件選型見表3。
圖13 三端口直流變換器實物圖
表3 主電路器件選型表
(1)變換器在SISO 模式工作時,輸出側(cè)負載端口電壓U0為100 V,電流I0為1 A。輸入側(cè)儲能電池端口電流Ibat為2 A,輸入側(cè)光伏發(fā)電端口電流Ipv為0 A,儲能電池向負載提供能量,見圖14(a)。
(2)變換器在SIDO 模式工作時,輸出側(cè)負載端口電壓U0為100 V,電流I0為1 A,輸入側(cè)光伏發(fā)電端口電流Ipv為4 A,光伏發(fā)電端口向儲能電池和負載提供能量,見圖14(b)。
(3)變換器在DISO 模式工作時,輸出側(cè)負載端口電壓U0為100 V,電流I0為2.4 A。輸入側(cè)儲能電池端口電流Ibat為2 A。輸入側(cè)光伏發(fā)電端口電流Ipv為4 A,光伏發(fā)電端口向儲能電池和負載供能,見圖14(c)。
圖14 實驗波形圖
(1)單輸入單輸出模式切換單輸入雙輸出模式見圖15(a)。變換器在切換前后,輸出側(cè)負載端口的電壓U0保持100V 不變,電流I0保持1 A 不變;輸入側(cè)儲能電池端口的電流Ibat由2 A 減少到-0.5 A;輸入側(cè)光伏發(fā)電端口的電流Ipv由0 A 增加到4 A。
(2)單輸入單輸出模式切換雙輸入單輸出模式見圖15(b)。輸出側(cè)負載端口的電壓U0保持100 V不變,電流I0保持2.4 A 不變;輸入側(cè)儲能電池端口的電流Ibat由4.3 A 減少到2 A;輸入側(cè)光伏發(fā)電端口的電流Ipv由0 A 增加到4 A。
(3)單輸入雙輸出模式切換雙輸入單輸出模式見圖15(c)。輸出側(cè)負載端口的電壓U0保持100 V不變,電流I0由1 A 增加到2.4 A;輸入側(cè)儲能電池端口的電流Ibat由-0.5 A 增加到2 A;輸入側(cè)光伏發(fā)電端口的電流Ipv保持4 A 不變。
由圖15 可以看出,當工作模式發(fā)生切換時,系統(tǒng)均能在0.05 s 內(nèi)恢復(fù)穩(wěn)定,驗證了模式切換系統(tǒng)的可行性與變換器的穩(wěn)定性。
圖15 模式切換實驗波形
定義該三端口變換器的效率η為:
式中:儲能電池放電時功率為正,充電時功率為負。實驗樣機在不同模式下的效率曲線見圖16,在SISO模式下,儲能電池單獨向負載供電,儲能電池端口電壓電流較大,此時光伏端口雖然有電流脈動但有功功率為零,無功功率影響了變換器的效率;在SIDO 模式下,由于光伏端口單獨供電,較大的直流分量增加了導(dǎo)通損耗;在DISO 模式下,光伏與儲能電池同時向負載供電,電流均相對較小,整體導(dǎo)通損耗較低,變換器效率較高。該實驗主要針對拓撲以及控制策略進行驗證,并未專門對變換器效率進行優(yōu)化,可通過加入軟開關(guān)技術(shù)、利用雙重移相減小回流功率、使用低損耗開關(guān)器件等措施,進一步提高變換器效率。
圖16 不同模式下效率曲線圖
提出了一種基于模糊控制的三端口變換器。通過優(yōu)化變換器拓撲結(jié)構(gòu),在提高效率的同時降低了成本;使用模糊控制策略實現(xiàn)PI 參數(shù)自整定,提升系統(tǒng)響應(yīng)速度與控制精度,同時降低超調(diào);設(shè)計工作模式切換程序,使變換器對工況具有更好的適應(yīng)性。該研究為非線性智能控制在多工作模式變換器中的應(yīng)用,提供一定的工程實用價值。