房緒鵬，魯 瑩，丁曉康，王 璞

(1.山東科技大學(xué),山東 青島 266590；2.國家電網(wǎng)菏澤供電公司,山東 菏澤 274000)

近年來,為了提高能源效率,減少環(huán)境污染,尋找高效、無污染的可再生能源,世界各國都在大力發(fā)展新能源技術(shù)。但是,現(xiàn)有的新能源發(fā)電技術(shù)輸出的直流電通常是不穩(wěn)定的,因此需要使用逆變器將直流電能轉(zhuǎn)化為交流電能,來滿足負(fù)荷或用戶對電能質(zhì)量的要求。隨著技術(shù)的不斷發(fā)展,逆變器廣泛應(yīng)用于光伏發(fā)電[1]、燃料電池[2]等領(lǐng)域。在電能轉(zhuǎn)換應(yīng)用中,阻抗源網(wǎng)絡(luò)是電源和負(fù)載間功率轉(zhuǎn)換的一種有效方法。彭方正[3]于2002 年提出了Z 源的概念,這種電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)克服了很多傳統(tǒng)逆變器的缺點(diǎn)和不足。2014 年,Yam P Siwakoti 等人[4]提出了Y 源網(wǎng)絡(luò)拓?fù)?并驗證了該拓?fù)鋺?yīng)用于直流變換器和逆變器中的可行性和可靠性。如圖1 所示,Y源逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是由輸入側(cè)的Y 源阻抗網(wǎng)絡(luò)和三相橋式逆變器組成。Y 源阻抗網(wǎng)絡(luò)的基本形式包括一個無源二極管D1,一個電容器C1以及一個三繞組耦合電感(N1、N2和N3)。

圖1 YSI 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

Y 源逆變器一般有9 種矢量狀態(tài),額外的直通矢量狀態(tài)以及2 種零矢量和6 種有效矢量的非直通矢量狀態(tài)。因此,在穩(wěn)定狀態(tài)下工作時傳統(tǒng)Y 源逆變器的電路可以等效成直通狀態(tài)和非直通狀態(tài)。

圖2 YSI 等效電路圖

由武保東等[5]聽述,可知電容電壓為:

傳統(tǒng)Y 源逆變器直流母線電壓為:

式中:K為耦合電感繞組系數(shù),B為逆變器升壓因子。

與傳統(tǒng)Z 源逆變器一樣,式(2)中的分母是需要設(shè)置變化范圍的,這限制了直通占空比的大小:

傳統(tǒng)Y 源逆變器交流側(cè)輸出電壓為:

式中:調(diào)制系數(shù)的取值范圍為0≤M＜1-D

不同繞組系數(shù)K和占空比D下的Y 源逆變器電壓增益,如表1 所示。

表1 不同繞組系數(shù)K 和占空比D 下的Y 源逆變器電壓增益

雖然傳統(tǒng)Y 源逆變器具有較高的靈活性和改善電能質(zhì)量等優(yōu)點(diǎn),但是也存在輸入電流不連續(xù),電容器應(yīng)力過大,增加電容器的成本和體積等不足。為了提高Y 源逆變器的性能,提出了一種新的Y 源逆變器。該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是在傳統(tǒng)Y 源逆變器基礎(chǔ)上調(diào)換輸入側(cè)二極管和逆變橋的位置,同時Y 源阻抗網(wǎng)絡(luò)中電容器的極性也隨之反轉(zhuǎn)。串聯(lián)型Y 源逆變器不但實現(xiàn)了輸入側(cè)電流連續(xù),減小了電容電壓應(yīng)力和啟動沖擊電流,還保留了傳統(tǒng)Y 源逆變器高增益的優(yōu)點(diǎn)。

1 電路結(jié)構(gòu)及工作原理

圖3 為所提出的串聯(lián)型Y 源逆變器,該電路是由三相橋式逆變器、Y 源阻抗網(wǎng)絡(luò)和輸出級濾波器組成。Y 源阻抗網(wǎng)絡(luò)是由一個無源二極管D1,一個電容器C1以及一個三繞組耦合電感(N1,N2和N3)組成。與傳統(tǒng)的Y 源逆變器一樣,電路可等效為2種基本狀態(tài),分別為直通狀態(tài)和非直通狀態(tài)。

圖3 串聯(lián)型Y 源逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

如圖4(a)是等效電路的非直通狀態(tài),此時輸入側(cè)電源和耦合電感向電容C1充電,二極管D1處于自然導(dǎo)通狀態(tài),此時輸入側(cè)的電流與負(fù)載側(cè)的電流相等。根據(jù)KVL 定理,對該電路列寫電壓方程可得:

圖4 串聯(lián)型Y 源逆變器穩(wěn)態(tài)等效電路圖

式中:N1、N2、N3為三繞組耦合電感的匝數(shù)比值。

由式(6)可得非直通狀態(tài)下繞組的電感電壓為:

如圖4(b)為串聯(lián)型Y源逆變器處于直通狀態(tài)時的等效電路,此時輸入側(cè)電源經(jīng)逆變橋向耦合電感充電,電容釋放能量,二極管因電容電壓處于反向截止的狀態(tài),而輸入側(cè)的電流與這一時刻的直通電流相等。由KVL 定理可得下列公式:

根據(jù)電感的伏秒平衡原理可知:

將式(7)和式(8)代入式(9)可得:

將式(10)簡化可得:

將式(7)、式(11)代入式(5)可得:

定義式中的Q和B分別為串聯(lián)型Y 源逆變器的耦合電感繞組系數(shù)和升壓比。

通過式(12)設(shè)置分母大于零,串聯(lián)型Y 源逆變器的的變化范圍可由式(13)表示,耦合電感的繞組系數(shù)與占空比存在以下關(guān)系:

若定義串聯(lián)型Y 源逆變器的調(diào)制因子為M≤(1-D),則其逆變器的輸出交流電壓的峰值為:

可根據(jù)式(12)畫出不同繞組系數(shù)Q和占空比D下的串聯(lián)型Y 源逆變器電壓增益Gv變化情況,如圖5 所示。

圖5 不同繞組系數(shù)Q 和占空比D 下串聯(lián)型Y 源逆變器的理想電壓增益

從圖5 可知,實現(xiàn)高電壓增益可以通過改變繞組系數(shù)Q和占空比D,通過選擇繞組的匝數(shù)組合可改變繞組系數(shù)Q的大小,這極大地提高了阻抗源逆變器升壓能力的靈活性。由圖5 可知增加繞組系數(shù)Q,不但能使升壓能力得到提高,也提高了調(diào)制系數(shù)Mmax的上限,并改善了交流輸出側(cè)的波形。

2 電容電壓應(yīng)力及啟動沖擊電流分析

由式(1)、式(11)可知繞組系數(shù)和占空比都會影響傳統(tǒng)Y 源逆變器電容電壓VC1和串聯(lián)型Y 源逆變器電容電壓V′C1的大小。為了比較兩者電容電壓應(yīng)力的大小,設(shè)傳統(tǒng)Y 源逆變器和串聯(lián)型Y 源逆變器具有相同的繞組系數(shù),即K=Q

將式(15)代入式(1)和式(11)可得:

由式(16)可知串聯(lián)型Y 源逆變器的電容電壓要小于傳統(tǒng)Y 源逆變器的電容電壓。假定兩者的繞組系數(shù)為n=3,電容電壓｜VC1｜和｜V′C1｜隨占空比D變化的關(guān)系如圖6 所示。

圖6 n＝3 時兩種拓?fù)涞碾娙蓦妷簯?yīng)力

由圖6 可知占空比D越小,兩種拓?fù)涞碾娙蓦妷合嗖钤酱?當(dāng)占空比D趨近于極限時,兩者基本相等。但是在實際應(yīng)用中,為減小開關(guān)管的損耗,延長其使用壽命,逆變器的占空比D一般運(yùn)行在低范圍下,因此串聯(lián)型Y 源逆變器更具有實際應(yīng)用價值。

因為傳統(tǒng)Y 源逆變器中存在較大的啟動沖擊電流,容易使器件的使用壽命縮短甚至?xí)苯訐p壞器件。由于在串聯(lián)型Y 源逆變器中調(diào)換了逆變橋與二極管的位置,阻斷了電路啟動時電容充電回路,極大地降低了啟動沖擊電流。在逆變器中如果所帶負(fù)載為感性負(fù)載,那么逆變橋可以近似等效成電流源,這也能起到緩沖啟動電流沖擊的作用。并且,可以通過選擇合理的控制策略來緩解啟動電流的沖擊。

由于逆變橋代替了原拓?fù)渲械亩O管,輸入電流由斷續(xù)變?yōu)檫B續(xù),系統(tǒng)的性能得到了優(yōu)化,所以串聯(lián)型Y 源逆變器的應(yīng)用前景更加廣闊。

3 仿真驗證

為了驗證上述理論分析的正確性,在MATLAB/Simulink 下進(jìn)行仿真電路的搭建。使用表2 中的參數(shù)進(jìn)行仿真,以驗證串聯(lián)型Y 源逆變器的性能。與Z 源逆變器和Y 源逆變器升壓原理相似,串聯(lián)型Y源逆變器需要利用零電壓矢量,在其PWM 調(diào)制信號中加入直通零矢量才能實現(xiàn)升壓效果。

表2 電路仿真參數(shù)

為了驗證所提出的逆變器的可行性,考慮了不同的情況,分別采用不同的耦合電感繞組系數(shù)Q以及直通占空比D進(jìn)行仿真。

圖7(a)和圖8(a)顯示了所述逆變器的輸入電流。C1上的電壓分別如圖7(b)和圖8(b)所示,圖7(c)和圖8(c)顯示的是直流母線電壓,三相交流輸出電壓如圖7(d)和圖8(d),這與Q=3 和Q=4時的理論結(jié)果一致。由式(11)、式(12)、式(14)可知,當(dāng)D=0.15,Q=3,和D=0.15,Q=4,時,理論上串聯(lián)型Y 源逆變器的電容電壓值分別為21.82 V 和45.00 V,直流母線電壓分別為72.7 V 和100.0 V,輸出電壓分別為29.1 V 和40.0 V,所提出的D=0.15逆變器的所有仿真波形如圖7 和圖8 所示。兩種情況下的波形及幅值均符合推導(dǎo)的表達(dá)式。仿真結(jié)果與理論分析的一致性驗證了串聯(lián)型Y 源逆變器輸入電流的連續(xù)性且具有較低電容電壓應(yīng)力和較高的升壓能力。

圖7 在耦合電感繞組系數(shù)Q＝3 以及直通占空比D＝0.15 時的仿真波形圖

圖8 在耦合電感繞組系數(shù)Q＝4 以及直通占空比D＝0.15 時的仿真波形圖

4 實驗結(jié)果

為了證明其有效性,搭建硬件電路實驗來檢驗耦合電感繞組系數(shù)Q=3(N1∶N2∶N3=2∶1∶7)和直通占空比D=0.15 時的波形。實驗樣機(jī)的主電路器件參數(shù)與 Simulink 仿真模型是一致的,選用TMS320F28335 浮點(diǎn)型高速數(shù)字信號處理器產(chǎn)生串聯(lián)型Y 源逆變器控制信號。驅(qū)動電路選用IR2110驅(qū)動芯片,利用MSO-X3034A 型示波器記錄波形。

圖9 實驗樣機(jī)

由圖10 可知串聯(lián)型Y 源逆變器的輸入電流是連續(xù)的,并且沖擊電流較小。

圖10 輸入電流

如圖11 為串聯(lián)型Y 源逆變器在耦合電感系數(shù)K(Q)=3 以及直通占空比D=0.15 時的電容電壓實驗波形。由圖可知,串聯(lián)型Y 源逆變器的電容電壓為20 V,由于器件損耗和實驗誤差,其結(jié)果與理論值基本一致,驗證了串聯(lián)型Y 源逆變器具有低電容電壓應(yīng)力工作特性的優(yōu)勢。

如圖12 為串聯(lián)型Y 源逆變器在耦合電感系數(shù)K(Q)=3 以及直通占空比D=0.15 時的直流母線電壓實驗波形,其測量數(shù)值為68.5 V,理論值為72.7 V,考慮到功率開關(guān)管和二極管等器件損耗,可認(rèn)為實驗結(jié)果與理論分析結(jié)果一致。

圖12 直流母線電壓

如圖13 是串聯(lián)型Y 源逆變器的三相交流輸出電壓實驗波形,其實驗波形峰值平均為28 V,與理論值29.08 V 基本一致,所提出電路的可行性與可靠性得到了驗證。

圖13 三相交流輸出

考慮到器件損耗等問題,該逆變器的實際輸出值與理論值存在一定的誤差,但該誤差在允許的范圍內(nèi),證明了上述分析和仿真實驗的正確性和可靠性。

5 結(jié)論

提出了一種基于Z 源逆變器和傳統(tǒng)Y 源逆變器的新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)——串聯(lián)型Y 源逆變器。所提出的新型電路不僅繼承了傳統(tǒng)Y 源逆變器高電壓增益的優(yōu)點(diǎn),推導(dǎo)出的數(shù)學(xué)表達(dá)式和仿真結(jié)果表明,其具有輸入電流連續(xù)和低電容電壓應(yīng)力的優(yōu)勢,降低了整個逆變器系統(tǒng)的體積和成本,適合輸入電壓大范圍波動的應(yīng)用場合。