孟耀凱，孔丙亞，崔占奇，馮高明

（1.河南理工大學(xué) 電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，河南 焦作 454000；2.平煤股份十三礦，河南 襄城 452670；3.海馬新能源有限公司，河南 鄭州 450016）

0 引言

三相異步電動(dòng)機(jī)作為最常見的用電設(shè)備，已被廣泛應(yīng)用于工礦企業(yè)、交通運(yùn)輸、國(guó)防工業(yè)等各個(gè)領(lǐng)域，據(jù)統(tǒng)計(jì)，異步電動(dòng)機(jī)每年耗電量占全國(guó)發(fā)電量的50%以上［1］。工業(yè)生產(chǎn)中對(duì)電機(jī)的起動(dòng)性能要求日益提高，變頻技術(shù)不僅能夠有效調(diào)節(jié)電動(dòng)機(jī)轉(zhuǎn)速，而且運(yùn)行效率高，經(jīng)濟(jì)效益顯著。和交直交變頻相比，交交變頻沒(méi)有中間環(huán)節(jié)，直接進(jìn)行交流到交流的變換，變換效率較高。交交變頻依據(jù)余弦交截法截取輸入電源的電壓片段來(lái)逼近基準(zhǔn)波，傳統(tǒng)的交交變頻器輸出頻率在電源頻率的1／3～1／2以下，造成采用交交變頻器驅(qū)動(dòng)的電機(jī)只能在中速以下運(yùn)行，調(diào)速范圍較窄，且其主電路所使用的晶閘管數(shù)量較多，在一定程度上增加了變頻設(shè)備的成本。六脈波雙變量交交變頻器不僅可以輸出傳統(tǒng)交交變頻器所能輸出的所有頻率，理論上在25 Hz以上還可輸出27.27，30，33.33，37.5，42.85 Hz等5個(gè)頻段［2-3］，且其主電路所使用的晶閘管數(shù)量為傳統(tǒng)交交變頻器的一半，極大節(jié)約了變頻器的制造成本，并且提升了電動(dòng)機(jī)變頻調(diào)速的范圍。由于六脈波雙變量交交變頻器的主電路采用零式結(jié)構(gòu)，其本身就包含調(diào)壓電路，因此在42.85 Hz以上結(jié)合工頻調(diào)壓技術(shù)，理論上可以實(shí)現(xiàn)從低速到高速的全范圍、四象限調(diào)速。但是實(shí)際中，由于在高頻段可供截取的電源電壓片段數(shù)較少，僅靠余弦交截法來(lái)決定晶閘管的觸發(fā)時(shí)刻難以保證變頻器輸出頻率的對(duì)稱度，這就使得高頻段的輸出波形差，諧波含量多，在電機(jī)調(diào)速過(guò)程中容易引發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩的震蕩，甚至無(wú)法帶動(dòng)電機(jī)運(yùn)轉(zhuǎn)。因此，在雙變量余弦交截法的基礎(chǔ)之上，對(duì)六脈波雙變量交交變頻器高頻段進(jìn)行波形優(yōu)化及對(duì)連續(xù)變頻調(diào)速方式進(jìn)行研究，具有重要的經(jīng)濟(jì)價(jià)值和工程應(yīng)用價(jià)值。

1 六脈波交交變頻器高頻段控制原理

1.1 雙變量交交變頻控制原理

傳統(tǒng)的余弦交截法屬于單變量相控理論，其計(jì)算實(shí)質(zhì)是通過(guò)控制移相觸發(fā)角α對(duì)輸入的三相或六相電源電壓進(jìn)行片段截取，構(gòu)成所需要的電壓波形［4-5］。雙變量控制理論是在單變量控制理論的基礎(chǔ)上發(fā)展而來(lái)的，即在傳統(tǒng)的余弦交截法的基礎(chǔ)之上增加了對(duì)脈沖寬度的控制，其觸發(fā)角大小的確定和單變量相控理論一樣，增加脈沖寬度的控制可以閉鎖可能出現(xiàn)的各種環(huán)流條件并引導(dǎo)電流換向，從而實(shí)現(xiàn)自然無(wú)環(huán)流的工作方式。觸發(fā)角和脈沖寬度可以根據(jù)實(shí)際情況進(jìn)行調(diào)整，其基本控制原則為：（1）當(dāng)電流為正時(shí)（從電源側(cè)流向電動(dòng)機(jī)），給正組晶閘管發(fā)觸發(fā)脈沖，其觸發(fā)時(shí)刻由基準(zhǔn)波與同步余弦波的下降沿交點(diǎn)來(lái)確定。（2）當(dāng)電流為負(fù)時(shí)（從電動(dòng)機(jī)流向電源側(cè)），給反組晶閘管發(fā)觸發(fā)脈沖，其觸發(fā)時(shí)刻由基準(zhǔn)波與同步余弦波的上升沿交點(diǎn)來(lái)確定。（3）當(dāng)電流反向時(shí)，控制觸發(fā)脈沖的寬度，以實(shí)現(xiàn)自然無(wú)環(huán)流。（4）當(dāng)電流為0時(shí)，晶閘管的觸發(fā)時(shí)刻可以不受限制［6-7］。

圖1為基于雙變量交交變頻原理所得25 Hz（U相）電壓波形原理圖，UO為頻率25 Hz、換流角60°時(shí)，六脈波雙變量交交變頻器按雙變量余弦交截法控制輸出的波形，A，B，C，D，E，F(xiàn)為六相互錯(cuò)60°的交流輸入電源電壓波形，TA，TB，TC，TD，TE，TF為六相輸入電源的同步波波形，U為基準(zhǔn)波電壓波形，I為相應(yīng)的電流波形。從圖1可以看出，基于雙變量余弦交截法原理所得25 Hz電壓波形UO具有較好的余弦度和對(duì)稱度。

圖1 雙變量余弦交截法波形原理圖Fig.1 Schematic diagram of bivariate cosine intersection method waveform

1.2 高頻段頻率切換方式

六脈波雙變量交交變頻器驅(qū)動(dòng)電機(jī)在高頻段運(yùn)行時(shí)，需要變頻器在不同頻率之間進(jìn)行切換，不同的切換方式對(duì)系統(tǒng)的調(diào)速性能影響很大，六脈波雙變量交交變頻器常用的切換方式概括有3種，直接切換方式，固定點(diǎn)切換方式，固定點(diǎn)逐相切換方式［8］。

第一種切換方式在實(shí)現(xiàn)上最簡(jiǎn)單，可以在需要變頻時(shí)，不考慮上一頻段的執(zhí)行情況立即進(jìn)行三相頻率的切換，但這種切換方式不僅給系統(tǒng)帶來(lái)一定的沖擊，而且在切換過(guò)程中也容易產(chǎn)生環(huán)流，存在一定的安全隱患，因此實(shí)際中很少應(yīng)用。

第二種切換方式有意識(shí)地將頻率的切換點(diǎn)選在某一特殊點(diǎn)，比如U相的電壓過(guò)零點(diǎn)，當(dāng)需要變頻時(shí)不是立即切換，而是等到運(yùn)行至這一特殊點(diǎn)時(shí)，再同時(shí)進(jìn)行三相頻率的切換，由于切換前后，電壓、電流運(yùn)行狀態(tài)相近，這種方法在一定程度上減輕了頻率切換時(shí)對(duì)系統(tǒng)的沖擊，同時(shí)也避免了切換時(shí)環(huán)流的產(chǎn)生。

第三種方式在切換時(shí)考慮到每一相的運(yùn)行狀態(tài)，即在U，V，W 三相分別設(shè)定一個(gè)特殊點(diǎn)，此種方式在頻率切換時(shí)對(duì)系統(tǒng)的沖擊最小，但是程序?qū)崿F(xiàn)較為復(fù)雜，在某些情況下會(huì)增大頻率切換時(shí)的最大延遲。

綜合考慮以上因素，在高頻段變頻調(diào)速過(guò)程中，頻段間的切換采用第二種切換方式，即固定點(diǎn)切換方式。

1.3 高頻段頻率頻率值的確定

雙變量控制下六脈波交交變頻器輸出的頻率是根據(jù)一個(gè)周期內(nèi)基準(zhǔn)波所包含的整數(shù)個(gè)電源波頭數(shù)得到的，三脈波變頻器輸出頻率為

式中：fr為輸入頻率，取工頻電源頻率50 Hz；f0為三脈波交交變頻器所能輸出頻段的頻率值；n為大于0的整數(shù)，表示一個(gè)基準(zhǔn)波周期能包含的電源波頭的數(shù)目。

同三脈波交交變頻電路類似，六脈波以上的交交變頻電路都是以三脈波電路為基礎(chǔ)，通過(guò)不同的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)得到的［9］。將三脈波交交變頻的規(guī)律推廣到六脈波交交變頻，可以得到式（2），同時(shí)推廣到b脈波交交變頻，見式（3）。

根據(jù)式（2），可以得出六脈波雙變量交交變頻器所能輸出的各頻段的頻率值，在此僅列出25 Hz以上的高頻段的頻率值，見表1，其中最后一列n0表示變頻器輸出頻率為fr時(shí)，其所驅(qū)動(dòng)電動(dòng)機(jī)（4級(jí)）相應(yīng)的同步轉(zhuǎn)速。由表1可以看出，理論上六脈波雙變量交交變頻器比普通交交變頻器在25 Hz以上的高頻段可以多輸出5個(gè)頻段，這將使變頻器驅(qū)動(dòng)的電動(dòng)機(jī)調(diào)速范圍有較大的提升。但是也可以看出，高頻段基準(zhǔn)波一個(gè)周期內(nèi)所包含的波頭數(shù)較少，即在高頻段一個(gè)周期內(nèi)可供變頻器截取的電源電壓片段數(shù)較少，這將導(dǎo)致按雙變量理論控制下的變頻器輸出波形在保證波形余弦度的條件下難以兼顧波形的對(duì)稱度，使高頻段的波形對(duì)稱度較差，諧波含量較多，尤其是偶次諧波的存在，在電機(jī)調(diào)速過(guò)程中易引發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩的震蕩，甚至無(wú)法帶動(dòng)電機(jī)運(yùn)轉(zhuǎn)，因此為使變頻器更好地驅(qū)動(dòng)電機(jī)，需要在雙變量余弦交截法的基礎(chǔ)之上，對(duì)變頻器高頻段波形進(jìn)行對(duì)稱性改造，使變頻器輸出的波形在具備一定余弦度的同時(shí)，也能夠具有較好的對(duì)稱度，使變頻器輸出波形得以優(yōu)化，減小諧波含量［10-12］。

表1 六脈波雙變量交交變頻器輸出高頻段頻率值Tab.1 Six-pulse dual-variable inverter output high-band frequency value

1.4 雙變量交交變頻器高頻段波形優(yōu)化

由于篇幅有限，本文以頻率為33.33 Hz的U相電壓為例，說(shuō)明六脈波雙變量交交變頻器在高頻段晶閘管觸發(fā)原理。

如圖2所示，按照雙變量余弦交截法原理獲得的33.33 Hz（U相）電壓波形圖，其換流角為50°。由圖2可以看出，在33.33 Hz U相電壓的波形中，一個(gè)基準(zhǔn)波的周期中共包含3個(gè)電壓片段，整體上看，按雙變量余弦交截法原理所截取波形雖然具有較好的余弦度，但是正、負(fù)半周的對(duì)稱性較差，并且不具備基本的奇對(duì)稱或偶對(duì)稱，使得變頻器輸出波形中總的諧波含量增加，而且相應(yīng)的還會(huì)使諧波中的偶次諧波含量增加。為改善變頻器輸出波形的對(duì)稱性，在雙變量余弦交截法的基礎(chǔ)上，通過(guò)前移或后移某些電壓片段的觸發(fā)時(shí)刻，從而達(dá)到改善波形對(duì)稱性的目的。圖3為對(duì)稱性改造后的33.33 Hz U相電壓波形圖。

圖2 雙變量余弦交截法原理圖Fig.2 Schematic diagram of bivariate cosine intersection method

圖3 對(duì)稱性改造后變頻器輸出電壓波形圖Fig.3 Waveform of inverter output voltage after symmetry transformation

從圖3中可以看出，改造后的33.33 Hz U相電壓波形對(duì)稱性明顯得到改善，這就使得33.33 Hz這一頻段的波形在具備一定余弦度的同時(shí)，也兼顧到波形的對(duì)稱度，使得變頻器輸出波形得以優(yōu)化。對(duì)于27.27，30，37.5，42.85 Hz的波形優(yōu)化方式與此類似，這里不再累贅述。

2 高頻段變頻調(diào)速原理

普通交交變頻器組成的交流調(diào)速系統(tǒng)頻率在25 Hz以上通常與調(diào)壓調(diào)速相結(jié)合，以實(shí)現(xiàn)高頻段調(diào)速的平滑性及連續(xù)性。其在25 Hz以上的調(diào)速原理如圖4所示，即電機(jī)運(yùn)行在25 Hz條件下，當(dāng)需要在額定轉(zhuǎn)速條件下運(yùn)行時(shí)，首先向50 Hz低壓段U1過(guò)渡，隨著速度上升，依次逐漸提升工頻電壓至U2，U3，U4，直至電機(jī)轉(zhuǎn)速達(dá)到理想的轉(zhuǎn)速為止。這種方法雖然在一定程度上可以擴(kuò)大高頻段的調(diào)速范圍，但是由25 Hz向50 Hz低壓段過(guò)渡時(shí)，頻率級(jí)差較大，切換時(shí)電壓、電流的沖擊較大，且電機(jī)運(yùn)行在工頻低壓條件下，轉(zhuǎn)差功率損耗也較大，因此這種調(diào)速效果并不理想［13-15］。

圖4 普通交交變頻器高頻調(diào)速原理Fig.4 The principle of high frequency speed regulation of common AC frequency converter

而六脈波雙變量交交變頻器在25 Hz以上具有相對(duì)較多的頻段，級(jí)差相對(duì)較小，在高頻段各頻段間采用固定點(diǎn)切換方式進(jìn)行切換，可實(shí)現(xiàn)平滑調(diào)速。變頻器的主電路由U相模塊、V相模塊和W 相模塊組成，每相模塊由12個(gè)晶閘管分六組反并聯(lián)組成。晶閘管電路部分采用零式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可靠性較高，并且容易控制。六脈波交交變頻器的主電路的結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)圖如圖5所示。

圖5 六脈波交交變頻器主電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)圖Fig.5 Schematic diagram of the main circuit structure of the six-pulse AC inverter

由圖5可知，變頻器的輸入電源是由六相互錯(cuò)60°的電源構(gòu)成，如圖5中A，B，C，D，E，F(xiàn)所示，其實(shí)是通過(guò)三相工頻電源A1、B1、C1經(jīng)三相變六相變壓器變換得到的，經(jīng)過(guò)變頻器后接入三相交流異步電機(jī)進(jìn)行變頻調(diào)速。由圖5還可以看出，變頻器的主接線本身就包含了三相調(diào)壓電路，故在高頻段還可與三相交流調(diào)壓相結(jié)合。其調(diào)速原理如圖6所示，即電機(jī)運(yùn)行在25 Hz條件下，當(dāng)需要向額定轉(zhuǎn)速過(guò)渡時(shí)，首先切換至27.27 Hz，然后隨著轉(zhuǎn)速的升高，逐級(jí)切換頻率，達(dá)到42.85 Hz后，此時(shí)再結(jié)合工頻調(diào)壓技術(shù)，向50 Hz頻段過(guò)渡，直到負(fù)載穩(wěn)定運(yùn)行在額定轉(zhuǎn)速附近為止。

由圖6可以看出，由于六脈波交交變頻器在25 Hz以上提供了較多的頻段，再結(jié)合交流調(diào)壓技術(shù)，從而可以有效擴(kuò)大高頻段調(diào)速的范圍，且在由25 Hz切換至27.27 Hz，27.27 Hz切換至30 Hz，30 Hz切換至33.33 Hz，33.33 Hz切換至37.5 Hz，37.5 Hz切換至42.85 Hz及42.85 Hz切換至50 Hz的過(guò)渡過(guò)程中，頻率級(jí)差明顯減小，可以實(shí)現(xiàn)平滑連續(xù)調(diào)速。各頻段切換的過(guò)程中電壓、電流沖擊較小，電機(jī)的轉(zhuǎn)差功率損耗也大幅度降低，明顯優(yōu)于普通交交變頻器在高頻段的調(diào)速方式。

圖6 六脈波交交變頻器高頻調(diào)速原理Fig.6 The princip le of high-frequency speed regulation of six-pulse AC inverter

3 仿真研究

3.1 仿真模型搭建

基于六脈波交交變頻器工作原理，按照交交變頻器主電路結(jié)構(gòu)，在MATLAB／Simulink環(huán)境下搭建變頻調(diào)速仿真模型，如圖7所示。

圖7 交交變頻調(diào)速系統(tǒng)仿真模型Fig.7 Simulation model of AC-AC frequency conversion speed regulation system

仿真模型主要包含以下模塊：六相輸入電源模塊、脈沖輸出模塊、交交變頻器模塊、三相異步電機(jī)模塊及其他測(cè)量模塊。其中，六相電源模塊為相位互錯(cuò)60°、頻率50 Hz的六相對(duì)稱交流電源，交交變頻器模塊一共包含36只晶閘管，其與主電路均采用零式結(jié)構(gòu)，變頻器的U相、V相、W相分別由6路反并聯(lián)的晶閘管組成，分為正反兩組，每一相共12只晶閘管。脈沖輸出模塊主要用來(lái)控制交交變頻器晶閘管的通斷，通過(guò)對(duì)Simulink中的S函數(shù)功能模塊進(jìn)行編程，根據(jù)仿真需要向變頻器模塊輸出各相對(duì)應(yīng)的晶閘管觸發(fā)脈沖及晶閘管編號(hào)，并以數(shù)組的形式存儲(chǔ)，方便程序調(diào)用［16-17］。仿真模型中交流異步電機(jī)模塊的參數(shù)為PN＝2800 W，UN＝380 V，fN＝50 Hz，Rr＝1.23Ω，Rs＝1Ω，ls＝0.023 H，lr＝0.023 H，lm＝0.038 4 H。

3.2 高頻段波形對(duì)稱性改造仿真分析

為了驗(yàn)證變頻器波形改造后的效果，將對(duì)稱性改造后的波形與改造前的波形進(jìn)行FFT分析，并對(duì)其在驅(qū)動(dòng)電機(jī)運(yùn)行方面進(jìn)行仿真，在此僅以33.33 Hz的U相電壓波形為例進(jìn)行分析。

如圖8所示，圖8中（a）、（b）分別為按雙變量余弦交截法確定晶閘管觸發(fā)時(shí)刻時(shí)變頻器輸出的波形及其FFT分析，圖8（c）、（d）分別為對(duì)稱性改造后的變頻器輸出波形及其FFT分析。從圖8（a）可以看出，改造前的波形對(duì)稱性不太理想，改造后的波形圖8（c）與圖8（a）形成對(duì)比，圖8（c）中的波形對(duì)稱性明顯得到改善。為了更形象說(shuō)明波形改造前后的效果，結(jié)合圖8（b）和（d）的FFT分析圖可以看出，變頻器輸出波形的THD改造前為28.83%，改造后為27.09%，波形的總諧波失真下降約2個(gè)百分點(diǎn)，再對(duì)比波形改造前后諧波成分，可以看出，改造后的波形在偶次諧波及高次諧波方面較改造前均有明顯改善。

圖8 U相波形圖及其FFT分析Fig.8 U-phase waveform and its FFT analysis

圖9為用改造后的33.33 Hz波形帶動(dòng)電機(jī)運(yùn)行的轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩波形，電機(jī)負(fù)載為1 N·m。從轉(zhuǎn)速波形中可以看出，電機(jī)轉(zhuǎn)速平穩(wěn)，整個(gè)起動(dòng)過(guò)程轉(zhuǎn)速?zèng)]有大的震蕩，約在1 s時(shí)電機(jī)轉(zhuǎn)速穩(wěn)定在980 r／m in左右，且轉(zhuǎn)矩也比較穩(wěn)定，不存在較大波動(dòng)。仿真結(jié)果說(shuō)明，通過(guò)對(duì)稱性改造后的變頻器波形在電機(jī)調(diào)速方面具有較好的調(diào)速特性。

圖9 電機(jī)轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩波形Fig.9 Motor speed，torque waveform

3.3 高頻段頻率切換方式及連續(xù)變頻仿真

在高頻段進(jìn)行連續(xù)變頻調(diào)速時(shí)，頻率間的切換方式對(duì)電機(jī)在頻率改變時(shí)刻的轉(zhuǎn)速過(guò)渡過(guò)程有著較大的影響?；诖?，本文提出頻率間固定點(diǎn)切換方式，并在搭建的交交變頻調(diào)速系統(tǒng)的仿真模型上進(jìn)行仿真。圖10為高頻段變頻調(diào)速過(guò)程的轉(zhuǎn)速波形圖，仿真中變頻器輸出電壓按恒壓頻比控制方式確定，電機(jī)負(fù)載為1 N·m。首先使變頻器輸出25 Hz頻段驅(qū)動(dòng)電機(jī)運(yùn)轉(zhuǎn)，由圖10可以看出，啟動(dòng)后1 s左右電機(jī)即穩(wěn)定運(yùn)行在738 r／min，然后每隔1.5 s左右進(jìn)行一次頻率切換，分別進(jìn)行25 Hz至27.27 Hz，27.27 Hz至30 Hz，30 Hz至33.33 Hz，33.33 Hz至37.5 Hz，37.5 Hz至42.85 Hz以及42.85 Hz向50 Hz的過(guò)渡。隨著頻率間的切換，電機(jī)轉(zhuǎn)速也從738 r／min逐漸過(guò)渡至1 440 r／m in左右穩(wěn)定運(yùn)行。由圖10可以看出，從25 Hz到50 Hz各頻段間的過(guò)渡較為平滑，轉(zhuǎn)速上均不存在較大震蕩，在高頻段進(jìn)行連續(xù)變頻的效果很好。

圖10 連續(xù)變頻轉(zhuǎn)速波形Fig.10 Continuous frequency conversion speed waveform

由于篇幅有限，僅對(duì)33.33 Hz與37.5 Hz間的切換過(guò)程為例進(jìn)行分析。圖11為33.33 Hz向37.5 Hz切換過(guò)程中U，V，W 三相電壓波形，頻率切換過(guò)程中選擇U相電壓過(guò)零點(diǎn)為頻率切換時(shí)刻。由圖10可以看出，在5.1 s之前電機(jī)運(yùn)行在33.33 Hz，轉(zhuǎn)速為950 r／min左右，5.1 s時(shí)開始進(jìn)行頻率切換，由圖11的三相電壓波形可以看出，切換前后U相、W 相電壓過(guò)渡較為平滑，V相電壓在經(jīng)過(guò)0.005 s的短時(shí)震蕩后也迅速的過(guò)渡至37.5 Hz，在5.11 s時(shí)三相電壓變頻過(guò)渡結(jié)束，變頻器開始以37.5 Hz的頻率驅(qū)動(dòng)電機(jī)運(yùn)行。結(jié)合圖10頻率切換過(guò)程中的轉(zhuǎn)速波形可以看出，在頻率切換過(guò)程中，速度過(guò)渡較為平滑，幾乎沒(méi)有大的震蕩，仿真結(jié)果說(shuō)明高頻段采用固定點(diǎn)切換方式進(jìn)行頻率切換是可行的。

圖11 變頻過(guò)程電壓波形Fig.11 Voltage waveform during frequency conversion

4 實(shí)驗(yàn)研究

前文通過(guò)仿真驗(yàn)證了六脈波交交變頻器高頻段變頻調(diào)速的可行性，接下來(lái)在六脈波交交變頻調(diào)速系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)上對(duì)高頻段調(diào)速理論進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)中所用電機(jī)型號(hào)為西門子1LA7-113M-4AA型，銘牌參數(shù)PN＝4 kW，UN＝380 V，IN＝8.4 A，nN＝1 440 r／min。試驗(yàn)中電壓波形用HS801虛擬示波器進(jìn)行采集，轉(zhuǎn)速曲線通過(guò)上位機(jī)進(jìn)行實(shí)時(shí)顯示。圖12為變頻器輸出25 Hz、帶載3.2 N·m時(shí)電機(jī)的U相電壓波形圖。

圖12 變頻器輸出25Hz（U相電壓）波形圖Fig.12 Waveform of the inverter output 25 Hz（U-phase voltage）

由圖12可以看出，六脈波雙變量交交變頻器輸出的波形具有較高的對(duì)稱度和余弦度，且通過(guò)圖13電機(jī)的轉(zhuǎn)速波形可以看出，在25 Hz條件下，電機(jī)運(yùn)行較為平穩(wěn)，啟動(dòng)1 s左右電機(jī)穩(wěn)定運(yùn)行在738 r／min，轉(zhuǎn)差降落約為10 r／min，電機(jī)的啟動(dòng)特性及穩(wěn)定運(yùn)行特性較為理想。

圖13 電機(jī)運(yùn)行在25 Hz條件下轉(zhuǎn)速曲線Fig.13 Speed curve ofmotor running at 25 Hz

為驗(yàn)證六脈波雙變量交交變頻器在25 Hz以上各頻段的運(yùn)行特性及變頻調(diào)速特性，在試驗(yàn)中每隔一段時(shí)間進(jìn)行一次變頻，圖14為高頻段連續(xù)變頻時(shí)的轉(zhuǎn)速波形圖，首先使變頻器輸出25 Hz驅(qū)動(dòng)電機(jī)運(yùn)轉(zhuǎn)，由圖14可以看出，啟動(dòng)后1s左右電機(jī)即穩(wěn)定運(yùn)行在738 r／m in，然后每隔6s左右進(jìn)行一次頻率切換，分別進(jìn)行25 Hz至27.27 Hz，27.27 Hz至30 Hz，30 Hz至33.33 Hz，33.33 Hz至37.5 Hz，37.5 Hz至42.85 Hz以及42.85 Hz向50 Hz的過(guò)渡，隨著頻率間切換，電機(jī)轉(zhuǎn)速也從738 r／m in逐漸切換至1 440 r／m in穩(wěn)定運(yùn)行。

圖14 高頻段連續(xù)變頻調(diào)速波形圖Fig.14 High frequency band continuous frequency conversion speed control waveform

由圖14可以看出，在各頻段電機(jī)均能穩(wěn)定運(yùn)行，整個(gè)切換過(guò)程相對(duì)平滑，震蕩較小。實(shí)驗(yàn)結(jié)果與仿真結(jié)果相一致，即六脈波雙變量交交變頻器在高頻段進(jìn)行變頻調(diào)速時(shí)，具有較好的調(diào)速特性，且由于各頻段間級(jí)差相對(duì)較小，在頻率切換的過(guò)程中，系統(tǒng)電壓、電流的沖擊較小，電機(jī)轉(zhuǎn)速震蕩較小，運(yùn)行較為平穩(wěn)。

5 結(jié)論

（1）在雙變量余弦交截法的基礎(chǔ)之上對(duì)變頻波形進(jìn)行改造，可有效改善波形的對(duì)稱度，從而減小變頻器輸出波形的諧波。

（2）在高頻段進(jìn)行變頻調(diào)速，針對(duì)高頻段頻率之間的切換方式，提出了在高頻段采用固定點(diǎn)切換的方式。

（3）對(duì)高頻段變頻調(diào)速進(jìn)行仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，結(jié)果表明，本文的六脈波交交變頻器高頻段變頻調(diào)速方法具有一定的可行性。