陳 荻

(南京電子器件研究所,江蘇 南京 210016)

帶通濾波電路是雷達(dá)、通信等電子信息系統(tǒng)前端中的關(guān)鍵無源器件,常用于雜散和諧波抑制[1-8]. 近年來,多模/多路徑微帶傳輸線諧振器被研究人員用于設(shè)計寬帶帶通濾波電路[1-3],其具有物理概念清晰、結(jié)構(gòu)對稱、方便奇偶模/諧振理論設(shè)計優(yōu)化等特點,因此也從單端應(yīng)用擴(kuò)展至平衡濾波電路的設(shè)計中[4-6]. 此外,基于多層低溫共燒陶瓷工藝的集總元件式結(jié)構(gòu)也常被應(yīng)用于帶通濾波電路設(shè)計中[7],相比于上述多模微帶傳輸線諧振器而言,其電路尺寸小,然而其參數(shù)優(yōu)化復(fù)雜,三維立體環(huán)境中電路互耦難以解析分析. 基片集成波導(dǎo)技術(shù)也被應(yīng)用于帶通濾波電路的設(shè)計[8],類似金屬波導(dǎo)諧振器,基片集成波導(dǎo)融合平面電路和金屬波導(dǎo)雙方面優(yōu)勢,能夠方便地在平面印刷電路中實現(xiàn)多模諧振,基于這些多模諧振可以有效實現(xiàn)帶通濾波電路. 然而相比微帶傳輸線諧振器而言,基片集成波導(dǎo)諧振器需要金屬化過孔,加工成本較高,傳輸互連復(fù)雜,且其諧振模式主要取決于諧振器平面尺寸的大小,不太適合設(shè)計低頻微波頻段的濾波電路. 因此,基于平面微帶諧振器的濾波電路設(shè)計在微波頻段是一種較好的選擇.

本文基于短開路耦合諧振器設(shè)計了一款工作于S波段的寬帶帶通濾波電路,在其通帶內(nèi)實現(xiàn)5個傳輸極點,上阻帶頻率范圍內(nèi)的兩個傳輸零點有效提高了帶外抑制程度,這些傳輸零極點均得益于加載的短開路耦合諧振器. 最后,本文對所設(shè)計的帶通濾波電路進(jìn)行了理論分析和實物加工測試,仿真和測試結(jié)果吻合較好.

1 基于短開路耦合諧振器加載的寬帶帶通濾波電路

1.1 電路拓?fù)浼捌媾寄７治?/h3>

圖1(a)給出了所提基于短開路耦合諧振器加載的濾波電路拓?fù)湓O(shè)計,在端口1和端口2之間分別加載了2段短開路耦合諧振器(奇偶模阻抗分別為Zoe和Zoo,電長度為θ),上半部分為左右開路的耦合諧振器,下半部分為左右中短路的耦合諧振器,短路耦合諧振器左右分別接特性阻抗為Z1、電長度為θ的單端傳輸線,輸入輸出端口阻抗均為50 Ω. 由于圖1(a)電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的對稱性,在中間平面分別加載理想電壁和磁壁,其奇偶模等效電路分別如圖1(b)和圖1(c)所示.

圖1 電路拓?fù)湓O(shè)計Fig.1 Circuit topology design

因此,圖1(b)中單端口輸入偶模導(dǎo)納Yeven、圖1(c)中奇模導(dǎo)納Yodd分別為:

(1)

(2)

式中,Yoe=1/Zoe,Yoo=1/Zoo,Y1=1/Z1. 當(dāng)Yeven=0或者Yodd=0時,可以獲得奇偶模電路的諧振頻率為:

(3)

(4)

當(dāng)θ趨近90°時,Yodd的極限趨近于0,因此還存在一個奇模諧振頻點發(fā)生在該帶通濾波器的中心頻率f0處. 此外,帶通濾波電路的傳遞矩陣為M1×Mc×Mc×M1,其中

(5)

(6)

根據(jù)上述傳遞矩陣,可以轉(zhuǎn)換至Y和S參數(shù)矩陣,當(dāng)S21=0時,可以獲得通帶附近的2個傳輸零點為:

(7)

式中,

(8)

圖2給出了上述理論計算結(jié)果. 如圖2(a)所示,存在5個傳輸極點(fodd1、feven1、f0、feven2、fodd2),這也可以從圖2(b)通帶局部放大圖中觀察到,通帶邊沿主要由fodd1和fodd2決定,帶內(nèi)平坦度可以跳過feven1和feven2調(diào)節(jié). 如圖2(c)所示,通帶附近的兩個傳輸零點(ftz1和ftz2)則主要由于輸入輸出端口處短開路耦合諧振器兩路電磁波的等幅反向疊加而成的,這也可以從圖2(c)中去掉短路耦合諧振器的仿真結(jié)果(虛線)得到進(jìn)一步確認(rèn). 0和2f0為上述短開路耦合諧振器固有的傳輸零點,2f0可以起到進(jìn)一步提高上阻帶抑制程度的效果.

圖2 理論分析結(jié)果Fig.2 Theory analysis

當(dāng)Z0和θ固定時,所提出的濾波電路性能主要取決于Zoe、Zoo和Z1. 這里通過上述理論公式推導(dǎo),圖3 給出了傳輸零極點隨上述3個特征阻抗的變化關(guān)系. 從圖3(a)可以看到,隨著耦合系數(shù)k(k=(Zoe-Zoo)/(Zoe+Zoo))的增大,fodd1、fodd2、ftz1和ftz2朝著遠(yuǎn)離中心頻率方向移動,feven1和feven2的變化則不明顯. 從圖3(b)可以看到,隨著Z1的增大,上述傳輸零極點均遠(yuǎn)離中心頻率方向移動. 因此,可以借助上述趨勢,調(diào)整所提出帶通濾波電路的頻率選擇性能.

圖3 頻率選擇性能與電路參數(shù)的參數(shù)分析Fig.3 Analyses between the filtering performance and the circuit parameters

1.2 濾波電路結(jié)構(gòu)實現(xiàn)

基于上述理論分析,最終所設(shè)計的濾波電路的電路參數(shù)為Z0=50 Ω,Z1=70 Ω,Zoe=180.5 Ω,Zoo=80.3 Ω,f0=3.0 GHz. 圖4為基于微帶傳輸線結(jié)構(gòu)實現(xiàn)的圖1(a)的電路布局圖,所選擇的微帶襯底的介電常數(shù)為εr=2.65,損耗角正切為tanδ=0.002,厚度h=1.0 mm. 仿真結(jié)果如圖5(a)所示,帶內(nèi)具有4個傳輸極點,由于損耗等因素fodd2和feven2在3.5 GHz傳輸零點附近兼并退化,該通帶的3 dB仿真相對帶寬約為76%(1.9～4.2 GHz),帶內(nèi)插損優(yōu)于1.0 dB,2.0～3.85 GHz頻帶內(nèi)回波損耗優(yōu)于15 dB. 仿真的三個傳輸零點分別位于1.58 GHz,4.5 GHz,4.8 GHz,上阻帶-20 dB抑制為4.4～7.8 GHz. 整個仿真的帶內(nèi)群時延較為平坦,優(yōu)于0.85 ns.

l1=3.0 mm,l2=4.2 mm,l3=2.73 mm,l4=4.94 mm,m1=34.2 mm,m2=17.1 mm,w0=2.7 mm,w1=0.75 mm,w2=0.3 mm,t1=34.2 mm,t2=17.1 mm,d=0.4 mm,g1=0.28 mm,g2=0.6 mm,g3=1.2 mm,g4=1.2 mm,s=1.43 mm圖4 所提出濾波電路的微帶實現(xiàn)設(shè)計布局圖Fig.4 Microstrip implementation of the proposed filter circuit

2 實驗測試

測試結(jié)果圖5(a)所示,仿真和測試結(jié)果吻合較好,傳輸零極點之間輕度的頻率偏移主要由于測試和加工誤差引起的. 3 dB測試通帶頻率為2.25 GHz～3.75 GHz,帶內(nèi)測試插損在1 dB以內(nèi),回波損耗優(yōu)于15 dB,帶外20 dB抑制為4.45 GHz～8.3 GHz,實測群時延小于0.9 ns. 圖5(b)所示為根據(jù)圖4電路布局所加工的微帶濾波電路實物圖.

圖5 實驗測試Fig.5 Measurement

表1給出了本文所做工作和其他相關(guān)參考文獻(xiàn)的性能對比. 可以看到相比其他微波頻段的寬帶帶通濾波器[1,3],本文所設(shè)計的寬帶濾波電路能夠?qū)崿F(xiàn)5個傳輸極點和較寬的上阻帶抑制. 對比其他S波段(2～4 GHz)的帶通濾波器[9-10],本文所設(shè)計的寬帶濾波電路能夠?qū)崿F(xiàn)較寬的工作帶寬,且本文所采用的是普通PCB襯底上通過微帶傳輸線設(shè)計實現(xiàn),具有低成本的優(yōu)勢,適合Sub 6 GHz無線通信系統(tǒng)大規(guī)模低成本應(yīng)用.

表1 相關(guān)工作性能對比Table 1 Performance comparison between related works

3 結(jié)論

本文基于短開路耦合諧振器結(jié)構(gòu)提出了一種新型寬帶帶通濾波電路,并基于奇偶模理論對所提出的寬帶濾波電路拓?fù)溥M(jìn)行了傳輸零極點的理論分析,探討了其傳輸零極點和電路參數(shù)之間的關(guān)系. 最后,根據(jù)所提出的寬帶帶通濾波電路的拓?fù)?通過微帶傳輸線技術(shù)實現(xiàn)了所設(shè)計的濾波電路,并對其進(jìn)行了實驗測試,仿真結(jié)果和實驗測試吻合較好.