潘強(qiáng)強(qiáng)

(西北師范大學(xué)物理與電子工程學(xué)院， 蘭州 730070)

近年來，風(fēng)能作為新能源領(lǐng)域最有前景的能源類型得到了大力發(fā)展，而對于風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的一些監(jiān)測電子元件，比如溫度傳感器、風(fēng)向傳感器、系統(tǒng)控制單元等小功率模塊，在工作過程中一般都由低電壓直流輔助開關(guān)電源系統(tǒng)供電。

對于開關(guān)電源的研究，文獻(xiàn)[1]研究分析了反激開關(guān)電源中的共模干擾，尤其是變壓器繞組結(jié)構(gòu)及外接電路對系統(tǒng)共模干擾所產(chǎn)生的影響，并提出了一種抑制共模干擾的方法；文獻(xiàn)[2]研究分析了開關(guān)電源系統(tǒng)中反激變壓器的共模噪聲，給出了不完全屏蔽層和平衡繞組兩種抑制共模噪聲的定量計(jì)算方法；文獻(xiàn)[3]采用IRS2500S芯片，研制了一款輸出功率為100 W的反激式功放電源樣機(jī)；文獻(xiàn)[4]基于UC3845芯片設(shè)計(jì)了一款輸入電壓在 175～700 V較寬范圍的開關(guān)電源；文獻(xiàn)[5]根據(jù)真空行業(yè)的需求，設(shè)計(jì)了一款最大輸出功率為20 W的小型離子泵電源；文獻(xiàn)[6]結(jié)合測井儀井下探管直流電源系統(tǒng)的應(yīng)用需求，設(shè)計(jì)了一款滿足要求的反激式開關(guān)電源；文獻(xiàn)[7]針對電動汽車控制電路，設(shè)計(jì)了一款輸出功率為25 W的反激開關(guān)電源。

盡管學(xué)者們在開關(guān)電源的設(shè)計(jì)上做了大量研究，但不同領(lǐng)域?qū)﹂_關(guān)電源的設(shè)計(jì)指標(biāo)要求不同。就風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)而言，系統(tǒng)運(yùn)行過程中各監(jiān)測單元模塊使用不同電壓等級的電源分別對其進(jìn)行獨(dú)立供電，致使系統(tǒng)中供電線路繁雜，直流輔助開關(guān)電源的整體體積變大，因此一款多輸出且體積較小的直流輔助開關(guān)電源顯得非常亟需。

風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)正常運(yùn)行過程中，需要對風(fēng)速風(fēng)向波動、機(jī)械振動、發(fā)電機(jī)組運(yùn)行溫度等進(jìn)行監(jiān)控，而各個監(jiān)測單元模塊中所涉及的檢測元件(如風(fēng)速風(fēng)向傳感器、振動傳感器、溫度傳感器、信號變送器以及信號預(yù)處理板等)、控制器以及單元模塊驅(qū)動電路常需5、15、24 V的供電電源。因此，針對風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中各監(jiān)測單元模塊對直流輔助電源的需求，設(shè)計(jì)一款具有5、15、24 V的直流多輸出形式的電源，為風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中各監(jiān)測單元模塊提供電能。

1 輔助電源系統(tǒng)基本結(jié)構(gòu)

風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中，直流輔助電源為小型直流用電設(shè)備(監(jiān)測單元模塊)提供直流電，本文中設(shè)計(jì)的輔助電源本質(zhì)上是一款多輸出的單端反激開關(guān)電源，其輔助電源系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)如圖1所示，基本結(jié)構(gòu)包括輸入濾波整流電路、功率變換電路、輸出電路以及反饋穩(wěn)壓控制電路。

圖1 輔助電源基本電路結(jié)構(gòu)Fig.1 Basic circuit structure of auxiliary power supply

直流輔助電源工作時，將輸入端接入的 AC220 V±10%交流電，經(jīng)整流、濾波處理后轉(zhuǎn)換為高壓直流電并加載于反激變壓器的原邊線圈，同時利用功率開關(guān)管控制高頻變壓器原邊線圈線路的通斷時間來影響反激變壓器的工作模式，最終把高頻變壓器的原邊加載功率轉(zhuǎn)換為負(fù)載所需功率。

2 電路設(shè)計(jì)

各監(jiān)測單元模塊直流輔助電源電路的設(shè)計(jì)中，本文中將以脈寬調(diào)制(pulse width modulation，PWM)的方式進(jìn)行多輸出穩(wěn)壓電源設(shè)計(jì)，其輔助電源相關(guān)參數(shù)的具體要求是：輸入電壓AC220 V±10%，多輸出電壓分別為DC24 V/1 A、15 V/1 A、5 V/2 A，變壓器工作的開關(guān)頻率f=100 kHz，傳輸效率η=80%，電壓精度小于等于±10%。

電路參數(shù)的設(shè)計(jì)中，共模電感選用了15 mH的UU10.5，整流橋選用3 A/1 000 V的KBP307，MOS管選用耐壓值為600 V的10N60，功率變換器采用反激式的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。輸出反饋回路用到的主要元器件有PWM驅(qū)動信號輸出芯片UC2842，穩(wěn)壓管TL431和光電耦合器PC817。對于以脈寬調(diào)制方式的多輸出直流輔助開關(guān)電源的設(shè)計(jì)，其控制電路和反激變壓器的設(shè)計(jì)是整個電路的重點(diǎn)和難點(diǎn)。

2.1 反饋控制電路

輔助電源工作中由于輸入電壓的波動會導(dǎo)致輸入電流、輸出電壓的不穩(wěn)定，為了解決這些情況，可通過對輸入電流、輸出電壓信號的波動進(jìn)行雙閉環(huán)反饋控制來改善這些情況。本文中設(shè)計(jì)的直流輔助電源反饋回路主要涉及脈寬調(diào)制芯片UC2842的外圍電路搭建和光耦隔離式反饋電路的設(shè)計(jì)兩部分內(nèi)容，其中光耦隔離式反饋回路對輸出電壓進(jìn)行采樣，脈寬調(diào)制芯片UC2842根據(jù)采樣信號有效控制MOS(metal，oxide，semiconductor)管。結(jié)合反饋控制回路，本文中設(shè)計(jì)的直流輔助開關(guān)電源總電路如圖2所示。電源電路設(shè)計(jì)中，輸入濾波整流電路中電容C5可選470 V/100 μF的電解電容，輸出電路中C8～C13可選35 V/470 μF的電解電容。

圖2 多輸出電源原理圖Fig.2 Schematic diagram of multiple output power

在UC2842外接電路的搭建中，通過把該芯片的電壓反饋輸入引腳(VFB)接地的連接方式來設(shè)計(jì)反饋控制回路。UC2842芯片的啟動電壓通過電阻R1給電解電容C18充電后來實(shí)現(xiàn)?？紤]到電路中一定的裕量，電容C18可選25 V/100 μF的電解電容；芯片啟動后，工作電壓由高頻反激變壓器的副邊繞組提供。功率MOS管的PWM驅(qū)動信號由芯片UC2842的輸出引腳OUTPUT來實(shí)現(xiàn)，其信號頻率f=1.72/(R16C21)≈100 kHz(R16為R16電阻值，C21為C21電容值)。針對輸入電流波動的反饋，可通過采樣電阻R12來實(shí)現(xiàn)，其原理是將MOS管源極電流轉(zhuǎn)化為電壓信號，反饋到UC2842芯片的電流取樣輸入引腳(INSESE)，從而檢測輸入電流的變化。

至于光耦隔離式反饋電路部分，考慮利用穩(wěn)壓管TL431和光電耦合器PC817的組合電路來實(shí)現(xiàn)。電路設(shè)計(jì)中，穩(wěn)壓管TL431接高頻反激變壓器的次級繞組5 V電壓輸出端，當(dāng)輸出電壓發(fā)生波動時，會導(dǎo)致TL431參考端電壓的變化，從而影響PC817輸入側(cè)二極管的工作情況。光電耦合器PC817主要是將輸入側(cè)電壓的變化通過輸出側(cè)反饋到UC2842芯片的誤差放大器的輸出端(COMP)，從而對輸出電壓的波動實(shí)現(xiàn)光耦隔離式反饋。

根據(jù)芯片手冊，UC2842芯片內(nèi)部電路將電流取樣輸入端(ISENSE)連接到UC2842芯片內(nèi)部的電流比較器的同相端，并與誤差放大器的輸出端的反饋電壓大小進(jìn)行比較，構(gòu)成對輸入電流、輸出電壓波動的雙閉環(huán)控制，從而改變芯片內(nèi)部脈寬調(diào)制鎖存器復(fù)位端R的狀態(tài)，控制PWM波的占空比，控制MOS管的開斷時間。電源輸出電壓升高時，光耦導(dǎo)通，誤差放大器輸出端的電壓變小，占空比變小，控制輸出電壓變小；反之，從而完成對輸出電壓的調(diào)控。

2.2 DC-DC高頻反激變壓器

高頻變壓器是隔離式反激變換器的核心部件，它的性能直接影響整個變換器的工作狀態(tài)是否達(dá)到要求。本文設(shè)計(jì)的高頻變壓器繞組一次側(cè)為初級繞組，二次側(cè)次級繞組為輸出24 V繞組、15 V繞組、5 V繞組以及UC2842芯片的12 V供電繞組。

2.2.1 反射電壓Uor、初次級線圈匝數(shù)比n、最大占空比Dmax

直流輔助電源在多路輸出的情況下，總輸出功率為各路輸出功率之和。根據(jù)設(shè)計(jì)要求，其直流輔助反激開關(guān)電源的總輸出功率Po(包括損耗)約估算為55 W，考慮輸入輸出電路損耗問題，取輸入功率Pin=Po/η+P損耗≈70 W，同時考慮20 V左右的輸入電路壓降因素，則反激變壓器初級的輸入電壓Uin范圍約為260 V≤Uin≤322 V。反激變壓器的設(shè)計(jì)中，為了保證電源工作中功率開關(guān)管不被擊穿損壞，高頻反激變壓器的參數(shù)計(jì)算以選定的具體開關(guān)管的參數(shù)為基礎(chǔ)，根據(jù)輸入電壓的大小選擇耐電壓Uds為600 V的功率MOS管。反射電壓的計(jì)算過程中，考慮選取0.25Uinmax的漏感尖峰電壓Uspike，MOS管保留10%的裕量電壓Umargin，則根據(jù)伏秒積相等原則，變壓器原副邊線圈匝數(shù)比n、 最大占空比Dmax[8-13]分別為

(1)

(2)

式中：Np、Ns分別為變壓器原副邊匝數(shù)；Uo為變壓器副邊輸出電壓，當(dāng)輸出電壓為5 V時，匝數(shù)比n值為23.5，取值24匝；Uinmin、Uinmax分別為變壓器初級繞組最小、最大直流輸入電壓；Uor為反射電壓，其值為137.5 V；Ud為副邊整流二極管的導(dǎo)通壓降，取 0.85 V；T為MOS管開關(guān)斷周期，Ton為MOS管導(dǎo)通時間，Uoff為MOS管關(guān)斷時初級線圈繞組兩端的電壓，而反激電源的最大占空比出現(xiàn)在最低輸入電壓的狀態(tài)，經(jīng)計(jì)算最大占空比約為34.6%，基本符合設(shè)計(jì)要求。

2.2.2 變壓器原邊的電感值Lp和峰值電流ILpk

高頻反激變壓器根據(jù)其工作過程中初級線圈電感電流是否連續(xù)有連續(xù)工作模式和斷續(xù)工作模式，在反激式輔助電源參數(shù)值的估算過程中應(yīng)區(qū)別對待[14]。鑒于這兩種工作模式的特殊性，在具體理論參數(shù)的估算中可引入電感線圈電流波峰比例系數(shù)來提高計(jì)算效率，其初級線圈峰值電流ILpk、電感值Lp計(jì)算公式[15-18]為

(3)

(4)

式中：初級線圈的平均電流Iavg=Pin/Uinmin；電感線圈電流波峰比例系數(shù)r=ΔIp/ILpk，ΔIp為初級線圈繞組中電流的變化值；f為MOS管關(guān)斷頻率。通常情況下取r=0.5～1，本文中的電源設(shè)計(jì)中取r=1，取f=100 kHz，經(jīng)計(jì)算約取ILpk=1.56 A，約取Lp=570 μF。

2.2.3 變壓器磁芯、繞組匝數(shù)、氣隙

考慮到高頻率、低損耗以及高磁通密度的飽和等因素，本文中高頻變壓器的磁芯材料選擇功率鐵氧體材料Mn-Zn作為優(yōu)選材料；磁芯尺寸方面利用AP值查表法選擇合適型號的磁芯。經(jīng)估算后，高頻反激變壓器的磁芯最終根據(jù)TDK公司磁芯手冊選用PC40PQ26/25型號的變壓器磁芯，磁芯截面積Ae為118 mm2，窗口面積Aw=84.5 mm2，通過計(jì)算，該磁芯AP=AeAw=9 971 mm4，變壓器副邊線圈的匝數(shù)、氣隙計(jì)算公式[19]為

(5)

Np=nNs

(6)

(7)

式中：ΔB為鐵芯磁通密度變化量；Toff為MOS管關(guān)斷時間；Gap為磁芯氣隙；μ0為真空磁導(dǎo)率。在電源設(shè)計(jì)中，根據(jù)所選磁芯材料及結(jié)構(gòu)，經(jīng)計(jì)算折中后，ΔB選取經(jīng)驗(yàn)值0.24 T，反激高頻變壓器初級線圈繞組匝數(shù)Np為48匝，5 V輸出繞組線圈為2匝，12 V輸出繞組線圈為5匝，15 V輸出繞組線圈為6匝，24 V輸出繞組線圈為10匝，磁芯氣隙Gap為0.618 mm。

3 輔助電源的電路仿真

在輔助電源的電路仿真過程中，利用Saber仿真軟件對設(shè)計(jì)的開關(guān)電源電路進(jìn)行仿真分析。Saber軟件是美國Synopsys公司的一款電路仿真軟件，該軟件在開關(guān)電源的模擬中，可提供大量電源專用器件、功率電子器件以及高精度的電路仿真模型單元庫，且可方便對電路各節(jié)點(diǎn)信號進(jìn)行觀察，能為設(shè)計(jì)者提供便利[20]。為了分析本文中設(shè)計(jì)的直流輔助電源電路中各參數(shù)值估算的合理性，電路仿真中主要對輔助電源的PWM驅(qū)動信號、MOS管漏極電壓以及輸出電壓進(jìn)行仿真。

圖3中PWM曲線為MOS管柵極驅(qū)動信號，圖4中Uds曲線為MOS管漏極電壓。從圖4中明顯可以看出漏極電壓接近400 V，說明本文中設(shè)計(jì)中選用的耐壓值為600 V的功率MOS管完全滿足電路電氣設(shè)計(jì)要求。從圖3可知，系統(tǒng)PWM驅(qū)動信號的頻率約為99.3 kHz，最大占空比約為32.9%，基本接近本文中所要設(shè)計(jì)的開關(guān)電源的頻率(100 kHz)和占空比(34%)的指標(biāo)要求。

圖3 PWM驅(qū)動信號Fig.3 Drive signal of PWM

圖4 MOS管漏極電壓Fig.4 Drain voltage of MOS tube

圖5為直流輔助電源輸出電壓仿真波形，從仿真波形圖中可以看出輔助電源輸出端電壓分別是5.04、12.9、15.8、24.4 V，雖然輸出電壓與實(shí)際理想輸出電壓有微小差距，但是符合課題設(shè)計(jì)10%的精度要求。

圖5 輸出電壓波形Fig.5 Waveform of output voltage

4 結(jié)論

針對風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中監(jiān)測單元模塊的供電需求，設(shè)計(jì)的以UC2842芯片實(shí)現(xiàn)PWM驅(qū)動信號，輸入電壓為AC 220 V±10%，多路直流輸出電壓分別為24、15、5 V的輔助電源。電源電路設(shè)計(jì)中，結(jié)合具體的電路元器件，重點(diǎn)分析了反饋控制回路、DC-DC高頻反激變壓器的設(shè)計(jì)，經(jīng)過仿真得到以下結(jié)論。

(1)UC2842芯片外圍電路搭建中，把芯片的 VFB引腳接地的電路設(shè)計(jì)方式不僅可以實(shí)現(xiàn)設(shè)計(jì)要求且簡單有效。

(2) 高頻反激變壓器設(shè)計(jì)中，根據(jù)輸入電壓的大小，以功率MOS管的耐壓值大小入手推導(dǎo)計(jì)算變壓器各參數(shù)的方法可行。

(3)通過Saber軟件實(shí)現(xiàn)了對電路圖設(shè)計(jì)合理性的仿真驗(yàn)證，且驗(yàn)證結(jié)果表明本文設(shè)計(jì)的輔助電源電路滿足設(shè)計(jì)要求，提高了輔助電源參數(shù)設(shè)計(jì)優(yōu)化的高效性，為后續(xù)電源電路硬件的開發(fā)中各元器件參數(shù)的計(jì)算、選取提供了可行的方法。