閆勝剛，江偉偉

(中國(guó)船舶集團(tuán)有限公司第八研究院，南京 211153)

0 引 言

I/O接口在工業(yè)應(yīng)用中一直扮演著重要角色，隨著信號(hào)處理越來(lái)越復(fù)雜，其I/O傳輸數(shù)據(jù)率也從600 Mb/s激增到12 Gb/s，甚至更高的帶寬。由于無(wú)法提供可靠的系統(tǒng)同步時(shí)鐘、并行端口位寬的激增以及同步開關(guān)噪聲問(wèn)題的引入，傳統(tǒng)并行I/O接口不再是可靠、經(jīng)濟(jì)的方法。千兆位串行I/O技術(shù)由于較少的引腳數(shù)、不需要同步時(shí)鐘、EMI較低，逐漸成為解決高速接口的選擇，廣泛用于芯片到芯片的接口、VPX背板連接以及系統(tǒng)板級(jí)的通信。

基于GTX核的高速差分串行通信方式已成為FPGA內(nèi)構(gòu)建串行SRIO協(xié)議、PCIE協(xié)議、千兆以太網(wǎng)的標(biāo)準(zhǔn)物理基礎(chǔ)。根據(jù)傳輸鏈路的物理特性，合理設(shè)置GTX的收發(fā)參數(shù)成為高速I/O可靠傳輸數(shù)據(jù)的基礎(chǔ)。本文基于Virtex-6的FPGA芯片，配置GTX的相關(guān)參數(shù)，分析相關(guān)設(shè)置對(duì)鏈路的影響，最后將該參數(shù)用于SRIO協(xié)議的物理層，通過(guò)實(shí)際測(cè)試驗(yàn)證SRIO的傳輸性能。

1 GTX工作原理

GTX由發(fā)送模塊和接收模塊、時(shí)鐘管理模塊三部分組成，如圖1所示。

圖1 GTX結(jié)構(gòu)圖

發(fā)送模塊在內(nèi)部接收并行數(shù)據(jù)，經(jīng)過(guò)線路編碼、發(fā)送FIFO緩存、極性控制、并串轉(zhuǎn)換、預(yù)加重等處理，最后通過(guò)發(fā)送前端輸出串行信號(hào)。

接收模塊通過(guò)模擬前端接收串行數(shù)據(jù)，經(jīng)過(guò)RX均衡器、時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)模塊、串并轉(zhuǎn)換、字節(jié)對(duì)齊模塊、失步狀態(tài)機(jī)、線路解碼、時(shí)鐘修正和通道綁定等處理，轉(zhuǎn)換成并行數(shù)據(jù)輸入。

時(shí)鐘管理模塊由FPGA專用時(shí)鐘引腳，在FPGA內(nèi)部通過(guò)PLL鎖相環(huán)產(chǎn)生串行發(fā)送器時(shí)鐘以及接收器的參考時(shí)鐘，并且通過(guò)分頻供內(nèi)部并行通道以及外部邏輯使用。

1.1 數(shù)據(jù)編碼

數(shù)據(jù)編碼將輸入的原始數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)變成一種數(shù)據(jù)格式，保證有足夠的高低電平切換提供給時(shí)鐘恢復(fù)電路，并提供約定的comma控制字符用于數(shù)據(jù)按字對(duì)齊，同時(shí)編碼后的數(shù)據(jù)保持0和1個(gè)數(shù)一致以達(dá)到良好的直流平衡。

FPGA可用的編碼機(jī)制有8 b/10 b編碼、64 b/66 b和擾碼技術(shù)。由于8 b/10 b編碼機(jī)制連0或連1最長(zhǎng)為5位，相對(duì)64 b/66 b和擾碼具有更豐富的0/1跳變，但是8 b/10 b編碼開銷相對(duì)較大，為了獲得8 G的帶寬，需要10 G的線路速率，而64 b/66 b開銷小很多。擾碼技術(shù)采用隨機(jī)碼對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行按位異或?qū)崿F(xiàn)數(shù)據(jù)的隨機(jī)化，不需要額外的帶寬。在高速數(shù)據(jù)傳輸時(shí)考慮碼間串?dāng)_影響，同時(shí)參考SRIO傳輸規(guī)范，本文采用8 b/10 b編碼機(jī)制。

1.2 預(yù)加重處理

發(fā)送的數(shù)據(jù)隨著傳輸速率的提高，數(shù)據(jù)間的干擾逐漸嚴(yán)重，如果串行流中包含多個(gè)比特的相同數(shù)據(jù)，而其后面跟著一個(gè)比特的相反數(shù)據(jù)，就會(huì)發(fā)生符號(hào)間串?dāng)_，具體原因是由于傳輸通道在短時(shí)間過(guò)程中沒有足夠時(shí)間充電，從而產(chǎn)生較低的幅度，進(jìn)而造成0/1的錯(cuò)誤判斷。圖2描述了這種現(xiàn)象的發(fā)生情況。

圖2 碼間串?dāng)_

采用預(yù)加重技術(shù)，使發(fā)送轉(zhuǎn)變的數(shù)據(jù)有過(guò)量驅(qū)動(dòng)，通過(guò)設(shè)置前加重、后加重以及去加重參數(shù)減小碼間串?dāng)_的影響，從而可以降低數(shù)據(jù)傳輸?shù)恼`碼率，預(yù)加重電路如圖3所示。

圖3 預(yù)加重電路

1.3 線路均衡技術(shù)

發(fā)送的數(shù)據(jù)在鏈路傳輸過(guò)程中，由于高頻衰減、阻抗匹配以及頻率不同引起波移。通過(guò)線路均衡能夠達(dá)到一定的補(bǔ)償作用，彌補(bǔ)傳輸過(guò)程中的損失，提高接收數(shù)據(jù)的正確判斷。均衡通常有兩種方式：頻率響應(yīng)補(bǔ)償均衡器和判決反饋均衡器。頻率均衡器采用抑制低頻放大高頻的方式對(duì)接收的頻帶進(jìn)行線性濾波，但是鏈路的實(shí)際衰減比較復(fù)雜，針對(duì)不同鏈路，頻率衰減曲線各不相同，并且隨著時(shí)間和溫度變化，衰減會(huì)有響應(yīng)變化。頻率均衡技術(shù)如圖4所示，只能選擇最接近線路衰減的一種曲線進(jìn)行補(bǔ)償，并不能完全匹配線路真實(shí)衰減。

圖4 頻率補(bǔ)償濾波器

對(duì)于串?dāng)_的精細(xì)調(diào)節(jié)，可以通過(guò)調(diào)節(jié)判決反饋均衡器中的反饋系數(shù)，消除每個(gè)數(shù)據(jù)的響應(yīng)拖尾，進(jìn)而消除對(duì)后續(xù)數(shù)據(jù)的影響，此方法適用于更高頻率的串?dāng)_處理。判決反饋均衡器結(jié)構(gòu)如圖5所示。

圖5 判決反饋均衡器

1.4 時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)和comma字節(jié)對(duì)齊

時(shí)鐘數(shù)據(jù)恢復(fù)和comma字節(jié)對(duì)齊是高速串行傳輸?shù)暮诵?，由于高速串行?shù)據(jù)包含了時(shí)鐘信息，所以需要從收到的數(shù)據(jù)中恢復(fù)時(shí)鐘，并采用恢復(fù)時(shí)鐘讀取接收的串行碼，獲得串行數(shù)據(jù)，并采用comma字節(jié)對(duì)齊功能對(duì)串行數(shù)據(jù)設(shè)置窗口，從而保障串行到并行的轉(zhuǎn)換后，數(shù)據(jù)不會(huì)亂碼。

2 Ibert配置及參數(shù)調(diào)節(jié)

串行信號(hào)進(jìn)入Gbit級(jí)別后，對(duì)串行信號(hào)傳輸質(zhì)量的測(cè)試變得十分必要，Xilinx提供了IBERT輔助工具，用于串行IO接口傳輸性能的測(cè)試。IBERT可以在線調(diào)整高速串行接口的多種參數(shù)，還能實(shí)時(shí)測(cè)量傳輸誤比特率以及眼圖參數(shù)的功能。

2.1 測(cè)試回路設(shè)置

采用VPX機(jī)箱搭建測(cè)試平臺(tái)，如圖6所示，通過(guò)光纖遠(yuǎn)程環(huán)回模式進(jìn)行測(cè)試，F(xiàn)PGA板的發(fā)送端發(fā)送PRBS-7類型的測(cè)試數(shù)據(jù)，通過(guò)VPX背板的高速差分線轉(zhuǎn)發(fā)到控制接口模塊，控制接口模塊轉(zhuǎn)化為光信號(hào)后發(fā)送出去，通過(guò)光纖鏈路回收光信號(hào)，并最終傳輸?shù)紽PGA板的接收端，通過(guò)和發(fā)送端的PRBS-7模型對(duì)比判定接收數(shù)據(jù)的誤碼率。

圖6 測(cè)試鏈路

2.2 IBERT配置

打開ISE開發(fā)環(huán)境，新建測(cè)試工程，設(shè)置器件的類型、封裝、速度等級(jí)等，生成工程文件。新建IP核，在Debug&Verification下選擇IBERT核，配置參考時(shí)鐘為200 MHz、GTX協(xié)議相關(guān)的位置選擇117、數(shù)據(jù)寬度為20 bit和線速率為4 G，生成bitstream。由于IBERT核只能獨(dú)立使用，不可以插入工程，所以要注意配置和芯片參數(shù)一致，并且生成不依賴工程的獨(dú)立bit文件，使用JTAG邊界掃描鏈連接FPGA芯片，加載bit文件后，在chipscope軟件中打開ibert console窗口，由MGT settings、DRP settings、Port settings和Sweep Test Settings功能框組成，如圖7所示。

2.3 參數(shù)調(diào)節(jié)

在MGT界面查看MGT LINK status和PLL status，確認(rèn)收發(fā)鏈路正常工作，在loopback mode中設(shè)置環(huán)回方式，設(shè)置發(fā)送端的參數(shù)，TX Data Pattern設(shè)置數(shù)據(jù)模型，采用BRPS-7 bit模型，在TX Diff output swing設(shè)置發(fā)送端的輸出電壓幅度，在pre-cursor和post-cursor調(diào)節(jié)預(yù)加重處理系數(shù)，通過(guò)數(shù)字示波器查看輸出信號(hào)波形圖。圖8為調(diào)整前示波器測(cè)試眼圖，圖9為調(diào)整后眼圖，通過(guò)比較發(fā)現(xiàn)眼圖形狀有明顯改善。

圖9 調(diào)整后波形眼圖

設(shè)置好輸出端口系數(shù)后，進(jìn)一步調(diào)試接收端系數(shù)，在DRP Setting界面把工作模式轉(zhuǎn)換為測(cè)試垂直眼圖功能，如圖10所示。調(diào)節(jié)REqualization和DFETAPOVERD，通過(guò)DFEEYEDACMON值查看內(nèi)置眼圖張開幅度，從而判定接收均衡器和反饋系數(shù)的值。從圖7可以看到，當(dāng)設(shè)置的參數(shù)比較理想時(shí)，眼圖張開到最大值200 mV。

圖10 工作模式設(shè)置界面

最后把工作模式轉(zhuǎn)換為水平采樣點(diǎn)測(cè)試功能，在Sweep Test Settings界面測(cè)試采樣點(diǎn)位置和誤碼率之間的關(guān)系，如圖11所示，發(fā)送端和接收端參數(shù)都理想時(shí)，采樣點(diǎn)在0.375～0.87之間，誤碼率可以達(dá)到10-10，在MGT界面精細(xì)調(diào)節(jié)采樣點(diǎn)，在0.598UI時(shí)可以達(dá)到10-13的精度，從而確定采樣點(diǎn)最優(yōu)位置。

圖11 采樣誤碼關(guān)系圖

3 工程應(yīng)用

SRIO協(xié)議是一種高性能、低引腳數(shù)、基于數(shù)據(jù)包交換的體系結(jié)構(gòu)，是為滿足高性能嵌入式系統(tǒng)需求而設(shè)計(jì)的一種開放式互連技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)。圖12為SRIO協(xié)議工作流圖，數(shù)據(jù)在邏輯層和傳輸層按照協(xié)議打包處理后發(fā)送到物理層。

圖12 SRIO工作流圖

在FPGA的SRIO協(xié)議程序中，為了保證數(shù)據(jù)無(wú)誤碼傳輸，對(duì)物理層的收發(fā)端口修改參數(shù)，使用ibert驗(yàn)證過(guò)的參數(shù)設(shè)置。另外，采用/K27.7/碼實(shí)現(xiàn)四通道綁定，采用/K29.7/碼進(jìn)行時(shí)鐘補(bǔ)償，采用/K28.5/碼完成comma對(duì)齊功能，采用8 B/10 B編碼提高數(shù)據(jù)變化率。在鏈路正常工作后，監(jiān)測(cè)非8 B/10 B有效編碼的計(jì)數(shù)器值，在參考時(shí)鐘為125 MHz，線速率為4*3.125 GHz時(shí)，經(jīng)過(guò)6 h的監(jiān)測(cè)，計(jì)數(shù)器累計(jì)值一直為0，說(shuō)明傳輸誤碼率低于10-13，鏈路的物理設(shè)置保證了SRIO的高速穩(wěn)定無(wú)誤碼工作。

4 結(jié)束語(yǔ)

在工程設(shè)計(jì)中，F(xiàn)PGA的高速串行端口數(shù)據(jù)高速穩(wěn)定傳輸至關(guān)重要。本文通過(guò)ibert工具調(diào)試電壓擺幅、預(yù)加重參數(shù)、線路均衡和反饋參數(shù)以及時(shí)鐘采樣位置，得到誤碼率較低的理想?yún)?shù)，最后把相應(yīng)參數(shù)以及串行技術(shù)用到SRIO協(xié)議中，進(jìn)一步驗(yàn)證了本文方法的正確性。