王楊洋 吳韻秋 趙晨曦 康凱

0 引言

在無線通信技術(shù)中,射頻毫米波前端收發(fā)機(jī)因?yàn)閱蝹€(gè)通道的功率較小,為了增大發(fā)射功率,常采用多通道收發(fā)結(jié)構(gòu)來提高收發(fā)機(jī)性能[1]，在毫米波相控陣?yán)走_(dá)中,也常采用多通道結(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn)不同相位信號(hào)同時(shí)接收或發(fā)射的功能[2]．

在多通道無線通信系統(tǒng)中,為了實(shí)現(xiàn)多個(gè)通道與單個(gè)天線之間的連接,功分器是功率分配與合成的有效結(jié)構(gòu)．其中基于巴倫結(jié)構(gòu)的功分器插入損耗偏大且隔離度較差[3-4],而威爾金森功分器因?yàn)榫哂休^小的插入損耗和良好的端口匹配特性,在收發(fā)機(jī)系統(tǒng)中得到了廣泛應(yīng)用[5]．近年來有很多研究針對(duì)威爾金森功分器進(jìn)行了改進(jìn)及應(yīng)用,如：Oh等[6]為了減小功分器占用面積,采用1/6信號(hào)波長(zhǎng)的傳輸線來設(shè)計(jì)功分器,減小了傳統(tǒng)1/4波長(zhǎng)傳輸線所要占用的版圖面積,但是隔離度僅12.7 dB,端口隔離度較差;Kim等[7]同樣為了減小功分器面積,采用集總元件的威爾金森功分器,達(dá)到了減小功分器版圖面積的目的,但插入損耗偏大;Lin等[8]基于耦合線理論設(shè)計(jì)的功分器,減小了功分器版圖面積,并且有較小的幅度和相位不平衡性,但是功率分配端口隔離度不高．威爾金森功分器有插入損耗小、隔離度高的特點(diǎn),在多通道系統(tǒng)中被廣泛應(yīng)用,但是每個(gè)通道端口之間有一定的距離,功分器功率分配端口與每個(gè)通道端口連接時(shí)必然需要較長(zhǎng)的傳輸線連接,導(dǎo)致功分器插入損耗增大．

為了解決上述問題,本文基于威爾金森功分器原理提出了改進(jìn)方法．該方法利用1/4信號(hào)波長(zhǎng)傳輸線本身的長(zhǎng)度,將功率分配端口的間距增大,減小了滿足端口間距的附加傳輸線長(zhǎng)度,從而有效降低了插入損耗,同時(shí)不影響功率分配端口的隔離度．本文根據(jù)提出的改進(jìn)方法設(shè)計(jì)了一款應(yīng)用于中心頻率94 GHz、帶寬為6 GHz的毫米波4T4R雷達(dá)芯片當(dāng)中的1分2和1分4威爾金森功分器,插入損耗分別為0.76～0.82 dB和1.82～2.07 dB,隔離度均大于24 dB．

1 改進(jìn)的威爾金森功分器理論分析

圖1 威爾金森功分器原理[9]Fig.1 Schematic of the Wilkinson power divider[9]

圖2 改進(jìn)的威爾金森功分器原理Fig.2 Schematic of the improved Wilkinson power divider

假設(shè)節(jié)點(diǎn)2與隔離電阻連接的傳輸線長(zhǎng)度為L(zhǎng),特征阻抗是Z′0,在功分器半邊電路分析中,由傳輸線理論可以得知圖2中節(jié)點(diǎn)2所看到的等效隔離電阻[9]為

(1)

其中β為傳輸線L的相位常數(shù),為了滿足Zeq=Z0,那么隔離電阻阻抗R為

(2)

選取連接隔離電阻的傳輸線L長(zhǎng)度不超過1/18信號(hào)波長(zhǎng),以使得式(2)中tan(βL)?1,那么有R≈2Z0,隔離電阻便能方便取值．

信號(hào)在傳輸線中傳播時(shí),傳輸線長(zhǎng)度與信號(hào)波長(zhǎng)、相位等特征關(guān)系可由式(3)給出:

(3)

其中Lline表示傳輸線長(zhǎng)度,v是傳輸線中信號(hào)傳播速度,t表示信號(hào)傳播時(shí)間,f為信號(hào)頻率,λ表示傳輸線中信號(hào)波長(zhǎng),ω表示角頻率,φ表示相位．可以得出傳輸線中信號(hào)相位與傳輸線長(zhǎng)度成正比的關(guān)系．在線寬與參考地平面已經(jīng)確定的前提下,即特征阻抗確定時(shí),已知工作頻率fop的信號(hào)在長(zhǎng)為L(zhǎng)line的傳輸線中傳播的相移量φL,那么便可以得到該頻率下的波長(zhǎng)為

(4)

2 仿真設(shè)計(jì)驗(yàn)證

本文中設(shè)計(jì)的1分2和1分4功分器中心頻率為94 GHz,采用CMOS 65 nm工藝．雷達(dá)系統(tǒng)中功分器前后級(jí)阻抗均為50 Ω,M4層作為地平面,選取M9層作為功分器傳輸線,因?yàn)镸9層是厚金屬層,損耗小,且離地平面遠(yuǎn),對(duì)地寄生效應(yīng)比較?。x取該工藝允許的最小線寬2 μm,特征阻抗為60.38 Ω的傳輸線為L(zhǎng)2,以便選取接近50 Ω特征阻抗的特征阻抗為42.82 Ω,線寬為6 μm的傳輸作為L(zhǎng)1和L3,即輸入和輸出連接線來減小端口阻抗失配．

由上文提出的設(shè)計(jì)方法可以得到L2長(zhǎng)度為540 μm,那么1/18信號(hào)波長(zhǎng)為120 μm．取傳輸線L1和L3長(zhǎng)度為10 μm,隔離電阻R電阻值取86 Ω,HFSS模型如圖3所示．

圖3 1分2功分器HFSS模型俯視圖Fig.3 Top view of the 1 to 2 power divider in HFSS

為了減小版圖面積和信號(hào)傳輸方向長(zhǎng)度,L2采用折疊蛇形走線．為了避免傳輸線之間的耦合效應(yīng)影響功分器的性能,將傳輸線間距設(shè)置在3倍線寬以上,這里線間距S=20 μm．

通過仿真不同長(zhǎng)度的連接隔離電阻的傳輸線L來驗(yàn)證前文中提出的傳輸線長(zhǎng)度對(duì)于功分器性能的影響．仿真結(jié)果如圖4所示,其中橫坐標(biāo)為頻率,縱坐標(biāo)為S參數(shù)幅度的對(duì)數(shù)值(單位為dB)．

圖4 不同長(zhǎng)度傳輸線L仿真結(jié)果Fig.4 Simulation results for transmission lines with different lengths a.input return loss;b.output return loss;c.insertion loss;d.isolation

可以印證前文中所提出的,當(dāng)連接隔離電阻的傳輸線L的長(zhǎng)度為1/18信號(hào)波長(zhǎng)時(shí),功分器有良好的端口匹配性,提高了功分器隔離度等特性．綜上所述,1分2功分器中連接隔離電阻的傳輸線長(zhǎng)度設(shè)計(jì)為L(zhǎng)=120 μm．

由此,本文中設(shè)計(jì)的1分2功分器仿真結(jié)果如圖5所示,其中S11、S22、S33為3個(gè)端口的回波損耗,S32為隔離度,S21、S31為插入損耗．

圖5 1分2功分器仿真結(jié)果Fig.5 Simulation results for the 1 to 2 power divider a.return loss and isolation;b.insertion loss

在1分2功分器基礎(chǔ)上,以級(jí)聯(lián)的形式設(shè)計(jì)1分4功分器.為了滿足系統(tǒng)中相鄰功率分配端口間距為488 μm的設(shè)計(jì)要求,其中連接第1級(jí)1分2功分器功率分配端口與第2級(jí)1分2功分器功率合成端口的傳輸線長(zhǎng)度Linter=380 μm,第2級(jí)1分2功分器功率分配端口在原有間距的基礎(chǔ)再增加260 μm,因?yàn)殡娮璨糠钟? μm長(zhǎng)度,也就達(dá)到了端口間距488 μm的設(shè)計(jì)要求．HFSS模型如圖6所示.

圖6 1分4功分器HFSS模型俯視圖Fig.6 Top view of the 1 to 4 power divider in HFSS

仿真結(jié)果如圖7所示,其中S11、S22、S33、S44、S55為3個(gè)端口的回波損耗,S32、S42、S52、S43、S53、S54為隔離度,S21、S31、S41、S51為插入損耗．

圖7 1分4功分器仿真結(jié)果Fig.7 Simulation results for the 1 to 4 power divider a.return loss and isolation;b.insertion loss

本文提出的改進(jìn)的威爾金森功分器仿真結(jié)果與其他已發(fā)表的功分器對(duì)比如表1所示．在91～97GHz范圍內(nèi),1分2功分器與1分4功分器插入損耗分別為0.76～0.82 dB和1.82～2.07 dB;端口隔離度分別為24～25.7 dB和24～36 dB．從仿真結(jié)果性能對(duì)比可以看出,相較其他工作,本文改進(jìn)的威爾金森功分器插入損耗減小約0.3 dB,端口隔離度提高約7 dB．

表1 功分器參數(shù)對(duì)比

3 結(jié)束語

針對(duì)無線通信系統(tǒng)中,毫米波多通道收發(fā)機(jī)和相控陣?yán)走_(dá)常采用的功分器插入損耗偏大、端口隔離度不高的問題,提出了一種改進(jìn)的威爾金森功分器的設(shè)計(jì)方法．該方法從威爾金森功分器基本理論出發(fā),合理利用了1/4信號(hào)波長(zhǎng)傳輸線本身的長(zhǎng)度,減小了滿足端口間距的附加傳輸線長(zhǎng)度,降低了插入損耗,又考慮了連接隔離電阻的傳輸線長(zhǎng)度與電阻值大小對(duì)功分器性能的影響,在增大功率分配端口間距的同時(shí)不會(huì)惡化端口隔離度和回波損耗．根據(jù)提出的設(shè)計(jì)方法,設(shè)計(jì)完成一款中心頻率為94 GHz,帶寬6 GHz的1分2和1分4功分器,仿真結(jié)果表明：在91～97 GHz范圍內(nèi),1分2功分器與1分4功分器插入損耗分別為0.76～0.82 dB和1.82～2.07 dB;端口隔離度分別為24～25.7 dB和24～36 dB．