陳仲偉，李奎，程怡捷，汪洪亮，冷陽，劉浩田

（1.國網(wǎng)湖南省電力有限公司 經(jīng)濟(jì)技術(shù)研究院，湖南 長沙 410004；2.國網(wǎng)湖南省電力有限公司能源互聯(lián)網(wǎng)供需運(yùn)營湖南省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，湖南長沙 410004；3.湖南大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院，湖南 長沙 410082；4.國網(wǎng)湖南省電力有限公司 長沙供電分公司，湖南 長沙 410007）

如今，由于能源枯竭和大氣污染問題，以光伏發(fā)電、風(fēng)力發(fā)電與電動(dòng)汽車為代表的清潔能源生產(chǎn)與利用方式得到了廣泛關(guān)注和應(yīng)用.DC/DC 直流變換器作為儲能、充電等場合的重要電能變換環(huán)節(jié)，其可靠性、效率與功率密度等性能對新能源的高效利用起著關(guān)鍵作用[1-3].DC/DC 移相全橋變換器作為直流變換器中的主流拓?fù)?，具有大功率、高效率、高可靠性等?yōu)點(diǎn)，在動(dòng)力電池充電、新能源儲能與并網(wǎng)等場合均得到了廣泛應(yīng)用.由于移相全橋變換器具有零電壓開通（Zero-Voltage Switching，ZVS）特性，開關(guān)損耗大大降低，結(jié)合寬禁帶器件，可使變換器的開關(guān)頻率得到大幅度提升，故而降低變壓器等無源元件的體積，因此變換器往高頻化、小型化的趨勢發(fā)展，更加有效地契合了當(dāng)前的能源應(yīng)用需求[4-6].

傳統(tǒng)移相全橋變換器如圖1 所示，S1～S4為原邊側(cè)4 個(gè)開關(guān)管，Vh為原邊側(cè)逆變橋輸出電壓，Le為高頻變壓器漏感，ILe為漏感電流，D5～D8為副邊4 個(gè)整流二極管，Lf和Cout分別為輸出濾波電感和電容，R為負(fù)載電阻.對于該變換器，其滯后橋臂開關(guān)管ZVS的實(shí)現(xiàn)依靠原邊側(cè)漏感能量，當(dāng)輕載時(shí)，ILe較小，漏感儲存能量小，滯后橋臂開關(guān)管難以實(shí)現(xiàn)ZVS[7]，影響了變換器的可靠性與效率[8]，對于副邊二極管，其關(guān)斷時(shí)電流高，存在嚴(yán)重的反向恢復(fù)問題，二極管尖峰電壓高[9-10].文獻(xiàn)[11-12]通過利用在原邊側(cè)串入飽和電感增加了滯后橋臂軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)范圍，但導(dǎo)致占空比丟失問題嚴(yán)重，電流應(yīng)力上升.文獻(xiàn)[13-15]通過在滯后臂上構(gòu)造由電感和電容組成的輔助諧振網(wǎng)絡(luò)，實(shí)現(xiàn)滯后橋臂的ZVS，但輔助網(wǎng)絡(luò)增加了電路的復(fù)雜性與成本.文獻(xiàn)[16]通過在原邊側(cè)添加電容，組成串聯(lián)諧振網(wǎng)絡(luò)，通過調(diào)頻來實(shí)現(xiàn)輕載ZVS.文獻(xiàn)[17]采用三繞組耦合電感，用以提供寬負(fù)載范圍下ZVS實(shí)現(xiàn)的能量.文獻(xiàn)[18]通過實(shí)時(shí)改變死區(qū)時(shí)間，以拓寬變換器的ZVS 范圍，但該死區(qū)時(shí)間的計(jì)算依賴于變換器模型，計(jì)算量大，增加了控制的難度.文獻(xiàn)[19]針對車載充電應(yīng)用場合，提出了移相全橋變換器與LLC 諧振變換器集成架構(gòu)下的充電控制方法，以保證移相全橋變換器滯后橋臂在輕載時(shí)仍能保證ZVS的性能，但該方法僅針對具有高低壓電池的充電場合，其應(yīng)用范圍具有一定的局限性.文獻(xiàn)[20]通過對勵(lì)磁電感進(jìn)行設(shè)計(jì)，以保證最小的ZVS 實(shí)現(xiàn)電流，但該勵(lì)磁電感會導(dǎo)致重載工況時(shí)無功環(huán)流加大，降低變換器效率.

圖1 傳統(tǒng)DC/DC 移相全橋變換器Fig.1 Traditional DC/DC phase-shifted full-bridge converter

雙有源橋移相全橋變換器如圖2 所示，該變換器原副邊分別采用雙向開關(guān)S1～S4和S5～S8，有效保障電流的雙向流動(dòng)，橋臂輸出電壓Vh1和Vh2和電流ILr解耦，工作模態(tài)簡單且原邊側(cè)移相角、副邊側(cè)移相角和原副邊移相角差均可獨(dú)立設(shè)置，存在3 個(gè)控制自由度，控制靈活[21-22]，適用于寬輸入輸出范圍的應(yīng)用場合[23-24]，能夠?qū)崿F(xiàn)寬負(fù)載范圍內(nèi)的ZVS 性能[25]，保證其高效率特性.

圖2 雙有源橋移相全橋變換器Fig.2 Dual active phase-shifted full-bridge converter

結(jié)合圖1 和圖2 拓?fù)涞奶攸c(diǎn)，本文通過將圖1中的濾波電感Lf前移至原邊側(cè)作為諧振電感Lr，實(shí)現(xiàn)了重載下原邊開關(guān)管ZVS，副邊二極管自然續(xù)流到零，輕載下超前橋臂開關(guān)管實(shí)現(xiàn)ZVS，滯后橋臂開關(guān)管實(shí)現(xiàn)零電流開通與關(guān)斷（Zero-Current Switching，ZCS），副邊二極管工作于電流斷續(xù)模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM），實(shí)現(xiàn)了ZCS 性能，提升了變換器的效率與可靠性.與雙有源橋變換器不同，針對單向能量傳輸場合，本文提出的ZV-ZCS 型移相全橋變換器的副邊開關(guān)管均簡化為二極管，副邊的方波電壓由流過變壓器原邊側(cè)的電流極性決定，電壓和電流存在耦合關(guān)系，針對雙有源橋變換器的工作模態(tài)與設(shè)計(jì)法則不再適用于該拓?fù)?本文通過闡述該變換器的工作模態(tài)，分析其ZV-ZCS 的實(shí)現(xiàn)機(jī)理，通過推導(dǎo)其不同模式下的增益表達(dá)式，給出了主要參數(shù)的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則，最后通過PSIM 仿真與2 kW 的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了該變換器的工作特性與理論分析的正確性.

1 ZV-ZCS 型移相全橋變換器拓?fù)?/h2>

圖3 所示為ZV-ZCS 型移相全橋變換器拓?fù)鋱D，其中，S1～S4為原邊側(cè)4 個(gè)開關(guān)管，D1～D4分別為開關(guān)管的內(nèi)部反并聯(lián)二極管，C1～C4分別為開關(guān)管的內(nèi)部寄生輸出電容.Lr為原邊側(cè)諧振電感，ILr為流經(jīng)Lr上的諧振電流，通過利用諧振電感Lr，在功率管的開通過程中，與主電路中開關(guān)管的寄生電容諧振以實(shí)現(xiàn)ZVS 軟開關(guān)[26-28].T1為高頻變壓器，其原副邊變比為1 ∶n，D5～D8為副邊整流二極管，ID5～I(xiàn)D8分別為整流二極管上的電流，Irect為整流電流.Vh為逆變橋臂輸出電壓，Vin與Cin分別為輸入電壓與輸入濾波電容，Vout與Cout分別為輸出電壓與輸出濾波電容，R 為負(fù)載電阻.

圖3 ZV-ZCS 型移相全橋變換器Fig.3 ZV-ZCS phase-shifted full-bridge converter

S1～S4每個(gè)開關(guān)管均為0.5 的導(dǎo)通占空比，其中同一橋臂的上下兩個(gè)開關(guān)管互補(bǔ)導(dǎo)通，對角開關(guān)管的導(dǎo)通相角差即為移相角，輸出電壓的幅值取決于該移相角.若S1超前S4導(dǎo)通，則稱S1與S2所在橋臂為超前橋臂，S3與S4所在橋臂為滯后橋臂.當(dāng)移相角為0°時(shí)，Vh為兩電平方波，當(dāng)移相角介于0°～180°時(shí)，Vh為帶有零電平形式的三電平方波.因此通過調(diào)整移相角，調(diào)節(jié)Vh的占空比，從而調(diào)節(jié)輸出電壓Vout.

1.1 拓?fù)銫CM 工作模態(tài)

對于該拓?fù)涞墓ぷ髂Ｊ?，可以劃分為電感電流連續(xù)模式（Continuous Conduction Mode，CCM）與電感電流斷續(xù)模式（DCM），CCM 和DCM 均可分解為8個(gè)工作模態(tài)，圖4 和圖5 為CCM 下的工作模態(tài)，當(dāng)處于CCM 模式下，原邊側(cè)4 個(gè)開關(guān)管開通均實(shí)現(xiàn)ZVS，副邊二極管電流自然過零.圖6 和圖7 為DCM下的工作模態(tài)，當(dāng)處于DCM 模式下，原邊開關(guān)管超前橋臂開通實(shí)現(xiàn)ZVS，滯后橋臂開關(guān)管開通與關(guān)斷均實(shí)現(xiàn)ZCS，并且副邊整流二極管工作于斷續(xù)模式，實(shí)現(xiàn)ZCS，有效抑制二極管反向恢復(fù)問題.下面將對CCM 與DCM 下的工作模態(tài)進(jìn)行詳細(xì)闡述，并分析原邊側(cè)開關(guān)管ZV-ZCS、副邊二極管ZCS 的實(shí)現(xiàn)機(jī)理.

圖4 CCM 模式下工作波形圖Fig.4 Working waveform in CCM mode

圖4 為CCM 模式下開關(guān)周期內(nèi)電壓電流的波形圖，圖5 為CCM 模式一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)不同的工作模態(tài)，由于前半個(gè)周期和后半個(gè)周期一致，故取前半個(gè)周期進(jìn)行分析.

圖5 CCM 模式下開關(guān)周期內(nèi)模態(tài)圖Fig.5 Working modes during switching cycle in CCM mode

模態(tài)1[t0～t1]：如圖5（a）所示，開關(guān)管S1和S4導(dǎo)通，S2和S3關(guān)斷，逆變橋臂輸出電壓Vh=Vin，諧振電感Lr儲能，電感電流線性上升如式（1）所示，此時(shí)二極管D5和D8導(dǎo)通，功率傳輸至負(fù)載側(cè).

模態(tài)2[t1～t2]：如圖5（b）所示，該模態(tài)為死區(qū)時(shí)間，從開關(guān)管S1關(guān)斷時(shí)開始，ILr方向仍為正，且為開關(guān)管S1的寄生電容C1充電，并對開關(guān)管S2的寄生電容C2放電，從而實(shí)現(xiàn)了開關(guān)管S2的零電壓開通.

模態(tài)3[t2～t3]：如圖5（c）所示，當(dāng)開關(guān)管S2零電壓開通后，逆變橋臂輸出電壓Vh=0，此時(shí)諧振電感Lr釋能到負(fù)載側(cè)，電流線性下降如式（2）所示.

模態(tài)4-1[t3～t4]：如圖5（d）所示，該模態(tài)處于模態(tài)4 的死區(qū)時(shí)間，從開關(guān)管S4關(guān)斷時(shí)開始，ILr仍為正向，其對開關(guān)管S4的寄生電容C4充電并對開關(guān)管S3的寄生電容器C3放電，為S3的零電壓開通提供了條件.

模態(tài)4-2[t3～t4]：如圖5（e）所示，當(dāng)開關(guān)管S3零電壓開通后，諧振電感Lr能量向負(fù)載與電源側(cè)饋送，ILr快速下降如式（3）所示，當(dāng)電感電流下降到0 并且換向時(shí)，二極管D5與D8續(xù)流到0，從而關(guān)斷，有效削弱了二極管的反向恢復(fù)問題.

1.2 拓?fù)銬CM 工作模態(tài)

圖6 為DCM 模式下開關(guān)周期內(nèi)電壓電流的波形圖，圖7 為DCM 模式一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)不同的工作模態(tài)，DCM 的模態(tài)1、模態(tài)2 與模態(tài)3 與CCM 的完全一致，這里不再贅述，僅對模態(tài)4 與模態(tài)5 進(jìn)行闡述.

圖6 DCM 模式下工作波形圖Fig.6 Working waveform in DCM mode

模態(tài)4[t3～t4]：如圖7 所示，ILr在模態(tài)3 續(xù)流到0，模態(tài)4 由于逆變橋臂輸出電壓Vh=0，故而ILr保持為0，副邊整流二極管進(jìn)入斷續(xù)模式，實(shí)現(xiàn)ZCS，故而抑制了反向恢復(fù)問題，負(fù)載由輸出濾波電容Cout供能.

圖7 DCM 模式下電流斷續(xù)模態(tài)圖Fig.7 Current discontinuous modal diagram in DCM mode

模態(tài)5[t4～t5]：該模態(tài)為S4關(guān)斷后，S3開通前的死區(qū)時(shí)間，S4關(guān)斷時(shí)，ILr為零，因此S4的關(guān)斷與S3的開通均實(shí)現(xiàn)ZCS，從而減小了開關(guān)損耗.

2 拓?fù)鋮?shù)設(shè)計(jì)

對于該拓?fù)洌边叺姆讲妷河闪鬟^變壓器原邊側(cè)的電流極性決定，即由電感電流極性決定，電壓和電流存在耦合關(guān)系，電壓增益不再是占空比的線性函數(shù)，本節(jié)將對該電路處于CCM 與DCM 模式下的電壓增益分別作詳細(xì)探討并給出諧振電感Lr與變壓器變比n 的設(shè)計(jì)法則.為簡便計(jì)算，作以下假設(shè)：

1）變壓器、開關(guān)管與二極管均為理想模型.

2）計(jì)算過程忽略死區(qū)影響.

3）輸入電壓與輸出電壓紋波忽略不計(jì).

4）設(shè)fs為開關(guān)頻率，1 ∶n 為原副邊變比，D 為半周期內(nèi)Vin或-Vin電平占比.

5）β 為CCM 模式下，逆變橋臂輸出Vin電平時(shí)電流ILr大于0 的時(shí)間占比或-Vin電平下電流ILr小于0 的時(shí)間占比.

6）λ 為DCM 模式下，逆變橋臂輸出Vin電平時(shí)電流ILr大于0 或者-Vin電平電流ILr小于0 的時(shí)間占比.

2.1 電壓增益

對于CCM 模式，諧振電流ILr為連續(xù)模式，正半周期間，對諧振電感Lr列伏秒平衡方程，如式（4）所示，對輸出濾波電容Cout列安秒平衡方程，如式（5）所示，綜合式（4）（5），可得CCM 下的電壓增益如式（6）所示.

對于DCM 模式，諧振電流ILr為斷續(xù)模式，正半周期間，對諧振電感Lr列伏秒平衡方程，如式（7）所示，對輸出濾波電容Cout列安秒平衡方程，如式（8）所示.

綜合式（7）與式（8），可得DCM 下的電壓增益如式（9）所示.

對于CCM 與DCM 模式，存在一個(gè)電流臨界模式（Boundary Conduction Mode，BCM）的過渡點(diǎn)，對于該點(diǎn)諧振電感Lr伏秒平衡方程如式（10）所示，輸出濾波電容Cout安秒平衡方程如式（11）所示.

由CCM、DCM 與BCM 的增益可知，電壓增益是占空比D、負(fù)載電阻R、諧振電感Lr、開關(guān)頻率fs與變比n 的函數(shù)，該函數(shù)形式復(fù)雜，物理意義不直觀.為方便描述D 與R 的關(guān)系，對表1 所示參數(shù)下增益進(jìn)行計(jì)算，并繪制圖8 所示的增益為0.75 時(shí)，D 與R的關(guān)系曲線.可知，當(dāng)R 越大（負(fù)載越輕）時(shí)，占空比越小，變換器越容易進(jìn)入DCM 模式，當(dāng)R 越小（負(fù)載越重）時(shí)，占空比越大，變換器越容易進(jìn)入CCM 模式.當(dāng)R 小到一定值時(shí)，變換器已無法獲得0.75 的直流增益.因此變換器在進(jìn)行參數(shù)設(shè)計(jì)時(shí)，需要考慮其最大負(fù)載功率以獲得所需增益，這是該變換器與傳統(tǒng)移相全橋變換器的不同之處.

圖8 增益為0.75 時(shí)D 與R 的關(guān)系曲線Fig.8 The relationship curve between D and R when the gain is 0.75

表1 變換器參數(shù)Tab.1 Converter parameters

變換器在不同負(fù)載下進(jìn)入不同模式（CCM 與DCM）的物理意義與Buck 變換器相似，當(dāng)負(fù)載較重時(shí)，輸出電流大，導(dǎo)致ILr峰值電流高，在逆變橋臂輸出電壓Vh=0 時(shí)，ILr未降低到0，因此其在開關(guān)周期內(nèi)工作于CCM 模式；而當(dāng)負(fù)載較輕時(shí)，輸出電流小，ILr峰值電流小，在逆變橋臂輸出電壓Vh=0 時(shí)，ILr降低到0，產(chǎn)生斷續(xù)模態(tài)，因此其在開關(guān)周期內(nèi)工作于DCM 模式.

2.2 變比n 與諧振電感Lr 設(shè)計(jì)

由CCM 與DCM 的增益可知，電壓增益是占空比D、負(fù)載R、諧振電感Lr、開關(guān)頻率fs與變比n 的函數(shù)，函數(shù)形式復(fù)雜，不利于參數(shù)設(shè)計(jì).但由上文分析可知，當(dāng)負(fù)載越重時(shí)，占空比D 越大，越容易進(jìn)入CCM 模式，反之則進(jìn)入DCM 模式.為降低電流應(yīng)力，防止過裕量設(shè)計(jì)，故應(yīng)滿足式（12）所列方程.

對于該拓?fù)涔ぷ鞯腂CM 過渡點(diǎn)，其實(shí)質(zhì)為隔離型Buck 電路，因此定義該點(diǎn)對應(yīng)的D 即可確定變壓器變比n，若該點(diǎn)對應(yīng)D 太小，變比n 大，容易導(dǎo)致系統(tǒng)過裕量設(shè)計(jì)并且電流應(yīng)力大，若該點(diǎn)對應(yīng)D 太大，變比n 小，為保證同等增益，諧振電感Lr取值小，亦導(dǎo)致電流應(yīng)力大.綜合以上原因，可取最小臨界D在0.4～0.6 之間進(jìn)行設(shè)計(jì).

現(xiàn)就一系統(tǒng)需求如表2 所示對電路拓?fù)鋮?shù)及性能作出設(shè)計(jì)與分析，首先當(dāng)輸入電壓Vin最大時(shí)，輸出電壓Vout最小，定義此時(shí)BCM 點(diǎn)出現(xiàn)在D 為0.4～0.6，代入式（10），推出變比n 介于0.95～1.3，再聯(lián)立式（12），得出諧振電感Lr的范圍為45～78 μH，此時(shí)對應(yīng)n 與諧振電感Lr均為邊界值，在邊界內(nèi)，變比n 與諧振電感Lr的任意組合不一定滿足增益要求，可能導(dǎo)致系統(tǒng)過裕量設(shè)計(jì)或達(dá)不到增益值要求.聯(lián)立式（6）（9），得到關(guān)于變比n 與諧振電感Lr不同組合下，對應(yīng)的D 的三維圖，如圖9 所示，通過該圖可以直觀看到Vin=420 V 與380 V 下，Vout=300 V，P=2 kW 時(shí)對應(yīng)的占空比D，當(dāng)D=1 時(shí)，則代表無法達(dá)到增益要求，當(dāng)D 很小就可以達(dá)到增益要求時(shí)，說明系統(tǒng)過裕度設(shè)計(jì).

表2 系統(tǒng)需求參數(shù)Tab.2 System requirement parameters

圖9 不同諧振電感Lr 與變比n 組合對應(yīng)占空比DFig.9 Different combinations of Lr and n correspond to duty cycle D

對于同時(shí)滿足增益要求、裕度又合理的變比n與諧振電感Lr的組合，通過計(jì)算對應(yīng)的電流應(yīng)力，如式（13）所示選擇最小電流應(yīng)力下的n 與諧振電感Lr.

最終可得到n=1.07、Lr=60 μH 的計(jì)算結(jié)果，在該組參數(shù)下，不同輸入、不同負(fù)載工況下對應(yīng)的占空比D 與ZV-ZCS 區(qū)域如圖10 所示.當(dāng)Vout=240 V時(shí)，最大占空比出現(xiàn)在Vin=380 V，P=2 kW 下，D=0.7，當(dāng)Vout=300 V 時(shí)，最大占空比出現(xiàn)在Vin=380 V，P=2 kW 下，D=0.92，全負(fù)載、全輸入工況均可達(dá)到要求，并且裕度合理.以上兩種輸出工況，在輕載時(shí)，占空比較小，為ZV-ZCS 區(qū)域；當(dāng)負(fù)載變重，占空比上升，則進(jìn)入ZVS 區(qū)域.

圖10 不同輸入與負(fù)載組合對應(yīng)占空比DFig.10 Different combinations of Vin and load correspond to duty cycle D

3 仿真分析

基于上文對該變換器的工作模態(tài)與增益的分析，本節(jié)通過PSIM 軟件平臺進(jìn)行仿真驗(yàn)證，仿真參數(shù)如表3 所示，通過在Vin=380 V，Vout=300 V 輸入輸出工況下，對變換器的滿載與半載功率下進(jìn)行仿真，驗(yàn)證其工作模態(tài)、占空比以及ZV-ZCS 區(qū)域與理論分析的一致性.該仿真的輸入輸出工況為輸入最低，輸出最高，因此增益最大，只要該工況滿足增益要求，其他工況均滿足要求，由于篇幅有限，因此不再對其他的輸入輸出工況進(jìn)行仿真.

表3 仿真參數(shù)Tab.3 Simulation parameters

圖11 為滿載仿真波形，圖11（a）為諧振電流ILr與橋臂輸出電壓Vh的波形圖，可知Vh的占空比D=0.93，ILr為CCM 模式，ILr始終滯后于Vh，這意味著原邊側(cè)4 個(gè)開關(guān)管均實(shí)現(xiàn)的ZVS.

圖11（b）為滯后橋臂開關(guān)管S4的驅(qū)動(dòng)電壓Vgs4與漏源電壓Vds4波形，可見在Vgs4驅(qū)動(dòng)為高電平前，Vds4已降低到0，因此S4實(shí)現(xiàn)了ZVS.而對于開關(guān)管S3，其軟開關(guān)特性與S4一致，故不再用仿真進(jìn)行說明.

圖11（c）為超前橋臂開關(guān)管S1的驅(qū)動(dòng)電壓Vgs1與漏源電壓Vds1波形，可見在Vgs1驅(qū)動(dòng)為高電平前，Vds1已降低到0，因此S1實(shí)現(xiàn)了ZVS.而對于開關(guān)管S2，其軟開關(guān)特性與S1一致，故不再用仿真進(jìn)行說明.

圖11（d）為整流二極管D5～D8電流波形，可見二極管為自然過零形式.

圖11 P=2 kW，Vin=380 V，Vout=300 V 仿真波形圖Fig.11 P=2 kW，Vin=380 V，Vout=300 V simulation waveform

圖12 為半載仿真波形，圖12（a）為諧振電流ILr與橋臂輸出電壓Vh的波形圖，可知Vh的占空比D=0.59，ILr為DCM 模式，ILr在V=0 的模態(tài)內(nèi)下降為0并且保持，直至Vh變?yōu)閂in或-Vin，ILr才開始變化，因此對于滯后橋臂的開關(guān)管S3與S4而言，其開通與關(guān)斷均為ZCS.

圖12（b）為滯后橋臂開關(guān)管S4的驅(qū)動(dòng)電壓Vgs4與漏源電壓Vds4波形，可見在Vds4由高電平變?yōu)? 電平（開通時(shí)刻）與Vds4由0 電平變?yōu)楦唠娖剑P(guān)斷時(shí)刻），ILr始終為0，因此推出開關(guān)管S4的開通與關(guān)斷均實(shí)現(xiàn)了ZCS.而對于開關(guān)管S3，其軟開關(guān)特性與S4一致，故不再用仿真進(jìn)行說明.

圖12（c）為超前橋臂開關(guān)管S1的驅(qū)動(dòng)電壓Vgs1與漏源電壓Vds1波形，可見在Vgs1驅(qū)動(dòng)為高電平前，Vds1已降低到0，因此S1實(shí)現(xiàn)了ZVS.而對于開關(guān)管S2，其軟開關(guān)特性與S1一致，故不再用仿真進(jìn)行說明.

圖12 P=1 kW，Vin=380 V，Vout=300 V 仿真波形圖Fig.12 P=1 kW，Vin=380 V，Vout=300 V simulation waveform

圖12（d）為整流二極管D5～D8電流波形，可見二極管電流為斷續(xù)模式，因此實(shí)現(xiàn)了關(guān)斷時(shí)刻的ZCS 性能.

由于輸出濾波電容Cout的電流紋波值較高，需對其電壓紋波值進(jìn)行考量，以滿足工業(yè)應(yīng)用對紋波電壓的要求.圖13 展示了輸出電壓Vout在滿載下與半載下的波形，其紋波值分別為73 mV（0.024%）與60 mV（0.02%），對于電動(dòng)汽車充電場合，輸出電壓紋波要求[29]為1%，可見該拓?fù)浼霸O(shè)計(jì)參數(shù)能保證合理的電壓紋波值.

圖13 輸出電壓仿真波形圖Fig.13 Output voltage simulation waveforms

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

基于上文的分析和結(jié)論，在實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下搭建了一臺2 kW 的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，同仿真的驗(yàn)證思路，實(shí)驗(yàn)分別在Vin=380 V，Vout=300 V 輸入輸出工況下，在變換器的滿載與半載功率下進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證其工作模態(tài)、占空比以及ZV-ZCS 區(qū)域與理論分析與仿真的一致性.

圖14 為滿載仿真波形，圖14（a）為諧振電流ILr，橋臂輸出電壓Vh與副邊整流電流Irect的波形圖，由于二極管電流不易測試，而Irect為二極管電流流出至輸出電容Cout的電流，其可表征二極管電流的特性.由波形圖可知Vh的占空比D=0.85，ILr與Irect為CCM 模式，ILr始終滯后于Vh，這意味著原邊側(cè)4 個(gè)開關(guān)管均實(shí)現(xiàn)了ZVS，Irect續(xù)流到零，表征了二極管的電流具有自然過零特性.

圖14（b）為滯后橋臂開關(guān)管S4的驅(qū)動(dòng)電壓Vgs4與漏源電壓Vds4波形，可見在Vgs4驅(qū)動(dòng)為高電平前，Vds4已降低到0，因此S4實(shí)現(xiàn)了ZVS.而對于開關(guān)管S3，其軟開關(guān)特性與S4一致，故不再用實(shí)驗(yàn)進(jìn)行說明.

圖14（c）為超前橋臂開關(guān)管S1的驅(qū)動(dòng)電壓Vgs1與漏源電壓Vds1波形，可見在Vgs1驅(qū)動(dòng)為高電平前，Vds1已降低到0，因此S1實(shí)現(xiàn)了ZVS.開關(guān)管S2的軟開關(guān)特性與S1一致，故不再用實(shí)驗(yàn)進(jìn)行說明.

圖14 P=2 kW，Vin=380 V，Vout=300 V 實(shí)驗(yàn)波形圖Fig.14 P=2 kW，Vin=380 V，Vout=300 V experiment waveform

圖15 為半載實(shí)驗(yàn)波形，圖15（a）為諧振電流ILr，橋臂輸出電壓Vh與副邊整流電流Irect的波形圖.由波形圖可知Vh的占空比D=0.51，ILr與Irect為DCM模式，這意味著原邊側(cè)超前橋臂開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了ZVS，而滯后橋臂開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了ZCS.Irect為DCM 模式表征了二極管工作于DCM 模式，其具有ZCS 特性.對比圖12（d）所示的仿真圖，實(shí)驗(yàn)中，ILr與Irect在斷續(xù)模態(tài)內(nèi)出現(xiàn)了高頻振蕩，這是由于高頻變壓器上的寄生電容與諧振電感Lr諧振的結(jié)果，該振蕩峰值很小，仍可認(rèn)為滯后橋臂開關(guān)管與整流二極管獲得了ZCS 性能.

圖15（b）為滯后橋臂開關(guān)管S4的漏源電壓Vds4、諧振電流ILr與橋臂輸出電壓Vh的波形，可見在Vds4由高電平變?yōu)? 電平（開通時(shí)刻）與Vds4由0 電平變?yōu)楦唠娖剑P(guān)斷時(shí)刻），ILr值幾乎為0，因此可知開關(guān)管S4的開通與關(guān)斷均實(shí)現(xiàn)了ZCS.而對于開關(guān)管S3，其軟開關(guān)特性與S4一致，故不再用實(shí)驗(yàn)進(jìn)行說明.

圖15（c）為超前橋臂開關(guān)管S1的驅(qū)動(dòng)電壓Vgs1與漏源電壓Vds1波形，可見在Vgs1驅(qū)動(dòng)為高電平前，Vds1已降低到0，因此S1實(shí)現(xiàn)了ZVS.而對于開關(guān)管S2，其軟開關(guān)特性與S1一致，故不再用實(shí)驗(yàn)進(jìn)行說明.

圖15 P=1 kW，Vin=380 V，Vout=300 V 實(shí)驗(yàn)波形圖Fig.15 P=1 kW，Vin=380 V，Vout=300 V experiment waveform

圖16 展示了變換器在Vin=380 V，Vout=300 V下的效率測試曲線，可見變換器滿載效率可達(dá)94.57%，半載效率仍達(dá)90.7%.

圖16 Vin=380 V，Vout=300 V 效率曲線圖Fig.16 Vin=380 V，Vout=300 V efficiency curve

5 結(jié)論

本文針對傳統(tǒng)移相全橋變換器輕載ZVS 性丟失以及副邊側(cè)二極管反向恢復(fù)嚴(yán)重等問題，提出了一種新型的ZV-ZCS 型移相全橋變換器，以提升變換器工作性能.該變換器在重載時(shí)全部開關(guān)管開通實(shí)現(xiàn)ZVS，在輕載時(shí)超前橋臂開關(guān)管開通ZVS，滯后橋臂開通與關(guān)斷實(shí)現(xiàn)ZCS，副邊二極管實(shí)現(xiàn)ZCS.本文對該變換器工作原理和模態(tài)進(jìn)行了詳細(xì)闡述，建立了該拓?fù)銫CM 與DCM 下的增益表達(dá)式，并給出了主要參數(shù)的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則.通過PSIM 仿真驗(yàn)證了不同工況下的工作模態(tài)、ZV-ZCS 區(qū)域和占空比D 與理論分析的一致性.最后搭建了一個(gè)2 kW 的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了該拓?fù)涞目尚行耘c理論分析的正確性.