北方工業(yè)大學(xué)信息學(xué)院 劉榮亮 戴 瀾 孫海燕

近年來，隨著TWS藍(lán)牙耳機(jī)的廣泛推廣，消費(fèi)類電子產(chǎn)品對低功耗的要求也越來越強(qiáng)，因此如何降低開關(guān)電源管理芯片的功耗成為熱點(diǎn)研究領(lǐng)域，高集成度低功耗的開關(guān)電源管理芯片具有很高的理論和商用價(jià)值。本文采用新塘0.35μmBCD工藝進(jìn)行電路設(shè)計(jì)，采用spectre仿真器對設(shè)計(jì)電路的直流工作點(diǎn)和瞬態(tài)工作進(jìn)行驗(yàn)證。前仿和后仿結(jié)果表明芯片處于boost模式時(shí)可從1.8V至4.3V輸入電壓范圍下實(shí)現(xiàn)升壓功能，最大輸出電壓5V，最大峰值負(fù)載1V；輕載時(shí)功耗僅8μA，符合預(yù)期設(shè)計(jì)指標(biāo)，有很好的應(yīng)用前景。

目前，國家大力發(fā)展和支持集成電路產(chǎn)業(yè)發(fā)展，電源管理芯片作為電子產(chǎn)品的必須品，具有很高的理論和商業(yè)價(jià)值。國內(nèi)目前電源管理芯片還僅停留在功能層面，針對高端電源管理芯片自主研發(fā)能力還較弱，電源管理芯片關(guān)鍵參數(shù)上相較于國際高端芯片還有差距，電源管理芯片由于不需要太先進(jìn)的工藝，主流工藝平臺是0.18μm CMOS工藝、0.18μm BCD工藝，在工藝上不會(huì)受到限制，在現(xiàn)階段適合我國國情，因此大力提升電源管理芯片設(shè)計(jì)水平，在基礎(chǔ)上提高設(shè)計(jì)能力，達(dá)到并超越國際領(lǐng)先企業(yè)的設(shè)計(jì)水平是非常重要且務(wù)實(shí)的。電源管理芯片目前主要研究方向在低功耗，高響應(yīng)速度，和高轉(zhuǎn)換效率方向，近些年來，國際頂級期刊ISSCC皆有大量關(guān)于電源管理芯片的相關(guān)論文發(fā)表，由此可以看出電源管理芯片盡管經(jīng)過多年的發(fā)展，目前依然有很高的發(fā)展前景，各國科研人員對電源管理芯片的研究依然有非常高的熱情。電源管理芯片作為模擬芯片中重要的組成部分，有很高的經(jīng)濟(jì)和研究價(jià)值。設(shè)計(jì)電源管理芯片需要對器件的各種效應(yīng)和寄生有深刻的了解，對器件的safe operation area重點(diǎn)關(guān)注，對版圖的防latch up有深刻理解，對各功能模塊的抗干擾進(jìn)行研究，設(shè)計(jì)出好的電源管理芯片才能使其他芯片發(fā)揮效果。本文在第二部分對DCDC轉(zhuǎn)換器進(jìn)行了原理分析并采用Ridley模型對電壓模boost和峰值電流模boost進(jìn)行了小信號建模，推導(dǎo)傳遞函數(shù)。在第三部分對該芯片所涉及的關(guān)鍵子模塊進(jìn)行理論推導(dǎo)，并進(jìn)行設(shè)計(jì)，最后使用cadence spectre進(jìn)行仿真，驗(yàn)證手工計(jì)算值的準(zhǔn)確性。第四部分，從整體上對該芯片的功耗進(jìn)行優(yōu)化，與整體仿真，并繪制版圖。第五部分，進(jìn)行展望與總結(jié)。

1 boost拓?fù)浣?/h2>

下面對boost拓?fù)溥M(jìn)行詳細(xì)分析并建立小信號模型，boost拓?fù)淙鐖D1所示。

圖1 boost拓?fù)?/p>

晶體管M1以固定頻率重復(fù)開關(guān)動(dòng)作，由于晶體管M1的開關(guān)，在電感和二極管的公共端產(chǎn)生固定頻率的方波，電感L和輸出電容C形成濾波器在Vout端產(chǎn)生具有較小紋波的直流輸出電壓Vout。當(dāng)晶體管M1導(dǎo)通時(shí)，輸入電壓Vin給電感充電，電感電流以Vin/L為斜率上升，二極管的陽極為低電平，等于電感電流與晶體管M1導(dǎo)通電阻的乘積，二極管的陰極電壓等于Vout此時(shí)二極管形成反偏，電路由輸出電容C1向外部供電。當(dāng)晶體管M1關(guān)斷時(shí)，由于電感特性，電感電流不能突變，電感產(chǎn)生與前一工作狀態(tài)相反的感應(yīng)電壓，此時(shí)二極管D1的陽極電壓高于輸出電壓Vout，二極管正偏，存儲在電感中的能量為輸出電容C1充電的同時(shí)給負(fù)載放電，電感電流斜率以(Vout-Vin)/L為斜率下降。當(dāng)上述兩個(gè)工作狀態(tài)中電感儲存的能量與電感釋放的能量相等時(shí)電路處于平衡穩(wěn)定狀態(tài)。穩(wěn)態(tài)電流波形如圖2所示。

圖2 穩(wěn)態(tài)電流波形

對電路進(jìn)行等效后得到等效電路如圖3所示。

圖3 小信號等效電路

對該圖進(jìn)行小信號推導(dǎo)可得以下公式：

2 關(guān)鍵模塊設(shè)計(jì)

帶隙基準(zhǔn)源（bandgap）：帶隙基準(zhǔn)源利用PN結(jié)在不同電流密度時(shí)結(jié)壓差具有正的溫度系數(shù)，產(chǎn)生PTAT電流，疊加到負(fù)溫度系數(shù)的PN結(jié)上構(gòu)成零溫度系數(shù)的電壓，為各個(gè)電路提供基準(zhǔn)電壓。帶隙基準(zhǔn)源設(shè)計(jì)中，通常使用PNP管的Vbe代替PN結(jié)，對于雙極型器件，其電流方程為：

其中VT為熱電壓，其值等于KT / q.Is為雙極器件飽和電流，其表達(dá)式為：

由以上公式得出雙極型晶體管的Vbe具有負(fù)的溫度系數(shù)，兩個(gè)工作在不同電流密度的雙極型器件它們的Vbe之差具有正的溫度系數(shù)，帶隙基準(zhǔn)電路正式利用以上正負(fù)溫度系數(shù)電壓疊加產(chǎn)生零溫度系數(shù)電壓。帶隙基準(zhǔn)電路如圖4所示。

圖4 帶隙基準(zhǔn)

R1、NM1、NM2、NM6、PM1構(gòu)成啟動(dòng)電路，當(dāng)帶隙基準(zhǔn)源脫離簡并態(tài)后NM1導(dǎo)通關(guān)閉NM6，啟動(dòng)電路關(guān)閉，該帶隙基準(zhǔn)源由折疊共源共柵運(yùn)放和PNP組成，運(yùn)放保證INP和INN電壓相等，產(chǎn)生PTAT電流，具有正溫度系數(shù)的電流疊加到R3和Q3上產(chǎn)生零溫度系數(shù)電壓。經(jīng)仿真該電路PSRR在1kHz頻率下達(dá)到60dB，在-40℃-150℃溫度范圍內(nèi)基準(zhǔn)電壓變化5mV，滿足設(shè)計(jì)要求。

誤差放大器模塊：誤差放大器采樣輸出電壓信號，將其與帶隙基準(zhǔn)源產(chǎn)生的基準(zhǔn)比較，并放大其差值。誤差放大器是系統(tǒng)電壓環(huán)路關(guān)鍵模塊，其為系統(tǒng)提供增益保證系統(tǒng)反饋精度。誤差放大器模塊采用折疊共源共柵結(jié)構(gòu)，運(yùn)算放大器的兩個(gè)輸入端分別接Bandgap的輸出和分壓電阻的反饋端，電路采用兩個(gè)PMOS管PM7和PM8作為差分輸入對管，采用折疊共源共柵放大器可以提高放大器的共模輸入電壓范圍，該運(yùn)放的偏置電流NM2和NM3應(yīng)該是PM4的1.5-2倍，保證每條支路始終有電流存在，提高響應(yīng)速度。對該電路進(jìn)行仿真該電路PSR在1kHz達(dá)到60dB。

3 芯片整體仿真與版圖

該芯片的外圍電路如圖5所示，改芯片的外圍電路極為簡潔，僅需要一個(gè)2.2μH的功率電感L1，兩個(gè)低ESR的貼片電容C1、C2其電容耐壓6.3V，電容值為10μF，除此之外僅需要兩個(gè)高精度的電阻采樣R1、R2，由于該芯片的基準(zhǔn)電壓為1.2V因此R1、R2選取比例為3.2:1，由于在改芯片作為升壓功能時(shí)，R1、R2相當(dāng)于負(fù)載電阻，因此R1、R2應(yīng)選取較大值，在仿真時(shí)分壓電阻R1阻值為960kΩ、R2的阻值為300kΩ，此時(shí)僅R1、R2消化的電流為4μA，因此在此條件下，芯片本身消耗電流應(yīng)小于16μA。該芯片采用0.35μmBCD工藝進(jìn)行設(shè)計(jì)，在手工計(jì)算電路晶體管的寬長比后使用eda軟件進(jìn)行仿真驗(yàn)證。主要對該芯片的主要功能進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，從仿真結(jié)果看，該芯片功能正常，參數(shù)符合要求。整體電路如圖6所示。

圖5 誤差放大器

圖6 整體電路

在初始階段芯片由bat緩慢上電，bandgap啟動(dòng)，boost啟動(dòng)后芯片開始switch，輸出電壓緩慢上升，從圖7所示可以看出該芯片在啟動(dòng)階段啟動(dòng)速度快，過沖非常小。圖8所示是啟動(dòng)階段過沖圖的細(xì)節(jié)，從過沖細(xì)節(jié)可以看出該電路在啟動(dòng)階段過沖僅3mV，不到千分之3。

圖7 輸出電壓波形

圖8 電感電流與SW波形

Boost模式下該芯片輕載時(shí)為PFM模式，圖9所示為PFM模式時(shí)該電路的工作波形。

圖9中粉色波形為輸入電流波形，綠色波形為輸出電壓紋波波形，由粉色波形可知該芯片在noswitch狀態(tài)下電流僅6.35μA電流，功耗及低，pfm模式時(shí)平均電流是noswitch時(shí)電流和switch狀態(tài)下電流的平均值，在空載時(shí)noswitch時(shí)間遠(yuǎn)長于switch，因此平均電流接近noswitch狀態(tài)。輸出電壓平均值4.91V輸出電壓在空載時(shí)也沒有飄高，該電路控制模式在輕載時(shí)功能良好。

圖9 PFM模式波形

使用新塘0.35μm bcd工藝?yán)L制芯片版圖，對于電源管理芯片的布局主要考慮以下極點(diǎn)：根據(jù)模擬和功率部分對該芯片進(jìn)行區(qū)分布局，減小該芯片模擬部分受功率部分的干擾，使芯片工作更穩(wěn)定。對于匹配性要求較高的模塊不能放在芯片的邊緣，不能靠近阱邊緣。穩(wěn)定保護(hù)采樣的pnp靠近功率部分，達(dá)到能夠快速進(jìn)行溫度保護(hù)的目的。

布局示意圖如圖10所示。

圖10 布局示意圖

根據(jù)以上布局思路，繪制該芯片的版圖如圖11所示。

圖11 芯片版圖

本文針對藍(lán)牙耳機(jī)智能充電倉的應(yīng)用，設(shè)計(jì)了一款具有高集成度，低功耗的電源管理芯片，其特點(diǎn)是繼承度非常高，應(yīng)用簡潔，適合在較小空間下的應(yīng)用。其具有非常低的功耗，因此適用于各種鋰電池供電環(huán)境。該芯片的商用價(jià)值和理論價(jià)值都非常高。