劉耿博，曹彥哲，史棟毅，高 楓，張 雷，劉學(xué)鋼

（西安麥格米特電氣有限公司，陜西 西安 710062）

0 引言

近年來，隨著電力電子技術(shù)的日漸成熟，電源模塊作為電源能量傳遞的重要組成部分被越來越廣泛地應(yīng)用在高速鐵路、航空航天、電動汽車、通信等領(lǐng)域。其中，電動汽車作為一種人類日常交通的重要交通工具，高效的充電設(shè)施成為電動汽車快速普及的重要前提之一。目前，電動汽車充電方式主要有車載充電和大功率直流充電等，而大功率直流充電由于輸出功率大、充電時間短等特點(diǎn)，已成為各大充電樁的首選設(shè)施。

三電平LLC諧振變換器作為大功率直流充電器的一種，由于其開關(guān)管電壓應(yīng)力小，同時具有一次側(cè)開關(guān)管零電壓開通（ZVS）和整流側(cè)二極管零電流關(guān)斷（ZCS）的特點(diǎn)，且其轉(zhuǎn)換效率高，功率密度也得到顯著提高，近些年來被國內(nèi)外學(xué)者廣泛關(guān)注。其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)主要分為二極管箝位型、飛跨電容箝位型以及混合箝位型；控制策略一般分為變頻控制式、移相控制式或者二者混合控制式。三電平LLC變換器采用調(diào)頻控制方式時，其高頻增益變化緩慢，輸出電壓不穩(wěn)定，沖擊電流大，磁性元器件的設(shè)計(jì)困難。文獻(xiàn)[1-4]對LLC諧振電路損耗及設(shè)計(jì)方法進(jìn)行了定量分析并提出了優(yōu)化方式，具有一定參考意義，但并未實(shí)質(zhì)性地解決根本問題，且LLC諧振電路若要獲得較低的電壓增益則需提高開關(guān)頻率，而過高的開關(guān)頻率會增加開關(guān)器件損耗以及數(shù)字信號處理難度。文獻(xiàn)[5-7]提出一種“Boost+LLC”變換器結(jié)構(gòu)，前級Boost電路穩(wěn)定總線電壓，后級電路采用定頻移相控制方式實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通；但輕載時，開關(guān)管為硬開通，諧振電路內(nèi)部無功電流增大，軟開關(guān)性能降低，轉(zhuǎn)換效率較低。為了進(jìn)一步擴(kuò)大輸出電壓范圍，文獻(xiàn)[8-10]提出了增加諧振電容數(shù)量和改變變壓器變比來等效多套諧振參數(shù)，這樣可以在一定程度上拓寬輸出電壓范圍，但無疑增加了電路拓?fù)涞膹?fù)雜性和成本。文獻(xiàn)[11-13]在LLC 諧振變換器的變壓器一次側(cè)增加兩個電感， 通過電感電流使開關(guān)管強(qiáng)制工作在軟開關(guān)區(qū)域，但增加了硬件電路及控制的復(fù)雜度。

基于此，結(jié)合三電平LLC變換器調(diào)控方式的優(yōu)缺點(diǎn)，本文提出一種脈寬調(diào)節(jié)與變頻調(diào)節(jié)相混合的調(diào)制策略，可以有效地解決寬范圍輸出和軟開通不可兼得的矛盾。

1 全橋三電平LLC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及特性

圖1示出全橋三電平LLC變換器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。其中，Q1～Q8為一次側(cè)的8個MOSFET；D1～D8為體二極管；Cp1～Cp8為寄生電容；D9～D12為箝位二極管；C1和C2為飛跨電容器。諧振電容器Cr、諧振電感器Lr及勵磁電感Lm構(gòu)成諧振回路；變壓器一次側(cè)、二次側(cè)匝比為n∶1，經(jīng)不控整流橋輸出直流電壓；Ro為輸出等效負(fù)載，Co為輸出電容，Uo為輸出電壓。

圖1 全橋三電平LLC變換器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig. 1 Main topology of a full bridge 3-level LLC converter

LLC變換器既可工作在變頻模式下，也可工作在調(diào)寬模式下，其直流增益可表示為

其中，諧振頻率fr與Lr和Cr的關(guān)系如下：

fs為開關(guān)頻率，歸一化頻率為

勵磁電感和諧振電感比值為

諧振電路品質(zhì)因數(shù)為

圖2示出不同品質(zhì)因數(shù)下電壓增益曲線?？梢钥闯?，輸出電壓的調(diào)節(jié)范圍越寬，fn調(diào)節(jié)范圍就越寬，對應(yīng)的fs變化范圍也越寬；但在高頻段時，電壓增益隨fs的增加而變化緩慢，不利于寬輸出電壓范圍的實(shí)現(xiàn)。

圖2 不同Q時增益曲線Fig. 2 Gain curves at different Q

1.2 工作原理

下面以變頻調(diào)制模式開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)為例，說明全橋三電平LLC變換器具體工作過程，各個時刻的主要波形如圖3所示。為方便描述，Q1, Q2, Q7和Q8稱為外管，Q3, Q4, Q5和Q6稱為內(nèi)管。圖中，Ugs表示開關(guān)管的驅(qū)動信號，Vds表示開關(guān)管的漏源電壓。

圖3 各階段主要波形圖Fig. 3 Major waveforms for each stage

階段1（t0-t1）： 此階段Q1, Q3, Q6和 Q8開通，諧振電流ip由輸入正極經(jīng)Q1→Q3→諧振電路→Q6→Q8，回到輸入負(fù)極，ip在諧振器件之間呈正弦波增大。

階段2（t1-t2）：當(dāng)ip等于勵磁電流iLm時，變壓器二次側(cè)電流降為零，整流二極管實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，此時Co為負(fù)載提供能量。

階段3（t2-t3）：關(guān)斷外管Q1和Q8，此時ip一方面會對Q1和Q8的寄生電容進(jìn)行充電，另一方面Q7和Q2的寄生電容會分別經(jīng)飛跨電容C1和C2進(jìn)行放電。待Q1和Q8的寄生電容充電至?xí)r，D5和D8導(dǎo)通，a和b兩點(diǎn)被箝位至中點(diǎn)電位，Q1和Q8實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷，此時Q2和Q7的寄生電容也會放電至零電壓，為Q7和Q2的零電壓開通做好準(zhǔn)備。

階段4（t3-t4）：關(guān)斷 Q3和 Q6，ip給 Q3和 Q6的寄生電容充電，同時通過C3和C4分別給Q5和Q4的寄生電容放電，Q3和Q6近似為零電壓關(guān)斷。Q3和Q6的寄生電容電壓上升至，Q5和Q4的寄生電容電壓降為零時，為Q5和Q4零電壓開通創(chuàng)造條件。

階段5（t4-t5）：Q2, Q4, Q5和Q7的寄生電容電壓均降為零時，ip經(jīng)Q2, Q4, Q5和Q7的體二極管回流，因此這4個開關(guān)管的Vds電壓為零，為后續(xù)零電壓開通Q2, Q4, Q5和Q7創(chuàng)造條件。

階段6～階段10（t5-t10）：與階段1～階段5類似，這里不再贅述。

2 調(diào)制模式及數(shù)字化實(shí)現(xiàn)

混合調(diào)制是在調(diào)寬調(diào)制和調(diào)頻調(diào)制的基礎(chǔ)上衍生的一種新調(diào)制策略。本文通過分析調(diào)寬調(diào)制及調(diào)頻調(diào)制的開關(guān)驅(qū)動特點(diǎn)，給出了混合調(diào)制方式的具體實(shí)現(xiàn)方案，并對3種調(diào)制方式的數(shù)字化實(shí)現(xiàn)方法予以說明。

2.1 調(diào)制模式

首先對調(diào)寬模式和調(diào)頻模式的開關(guān)狀態(tài)進(jìn)行說明。調(diào)寬模式下，各個開關(guān)管的頻率均為定頻調(diào)制頻率f0，調(diào)寬外管（Q1, Q2, Q7和Q8）的占空比在最小正占空比d0和最大正占空比d1之間，且隨負(fù)載大小動態(tài)調(diào)整；內(nèi)管（Q3, Q4, Q5和Q6）保持占空比為50%（不考慮死區(qū)）。調(diào)頻模式下，外管及內(nèi)管占空比將固定為50%，各外管及內(nèi)管均進(jìn)入調(diào)頻階段，頻率在調(diào)頻階段時的最大開關(guān)頻率fr和最小開關(guān)頻率f1之間，且隨負(fù)載動態(tài)調(diào)整。調(diào)寬控制模式下，保持頻率不變，輸出增益隨著外管占空比的變化而變化，彌補(bǔ)了變頻控制模式下電路增益對高頻段頻率變化不敏感的缺陷。圖4和圖5分別示出調(diào)寬模式和調(diào)頻模式驅(qū)動示意。

圖4 調(diào)寬調(diào)制驅(qū)動示意Fig. 4 Driving diagram of width modulation

圖5 調(diào)頻調(diào)制驅(qū)動示意Fig. 5 Driving diagram of frequency modulation

混合式調(diào)制方式是調(diào)寬模式和調(diào)頻模式的結(jié)合，一方面可以解決輕載時移相調(diào)制不能工作在軟開狀態(tài)的問題，最大程度地實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)特性；另一方面可使LLC電路在較小的頻率變化范圍內(nèi)得到較大的電路增益，降低了LLC電路的控制難度。當(dāng)調(diào)寬階段的外管占空比大于d1（為兼顧空載及輕載特性，d1取值范圍一般為10%～20%）或者調(diào)頻模式下開關(guān)管頻率小于諧振頻率fr時，變換器進(jìn)入混合調(diào)制模式。此模式下，外管一方面起到調(diào)節(jié)占空比的作用；另一方面，在不考慮死區(qū)的條件下，4個內(nèi)管占空比保持為50%，可利用線性插值法計(jì)算出4個外管不同占空比對應(yīng)的開關(guān)頻率，使二者關(guān)系滿足β=(50%-d1)/(f0-fr)，其中β為斜率?？梢?，混合調(diào)制模式下外管的脈沖占空比在d1和50%之間且隨負(fù)載大小調(diào)整，所有內(nèi)外管的頻率介于f0與諧振頻率fr之間。頻率與占空比對應(yīng)關(guān)系如圖6所示。

圖6 開關(guān)管頻率與占空比關(guān)系Fig. 6 Switch frequency and duty-ratio diagram

2.2 數(shù)字化實(shí)現(xiàn)

控制數(shù)字化已成為當(dāng)前高頻電源技術(shù)的發(fā)展趨勢之一。在變頻模式下，主電路增益是關(guān)于開關(guān)管頻率fs的函數(shù)。當(dāng)反饋量小于給定量時，通過誤差比較，控制器輸出量映射至開關(guān)管頻率，通過減小開關(guān)管頻率以提高電路增益。同理，當(dāng)反饋量大于給定量時，通過誤差比較后輸出至控制器運(yùn)算，以提高諧振電路開關(guān)頻率，從而降低電路增益。圖7示出變頻控制模式原理，圖中s表示對應(yīng)的s域，Uref為目標(biāo)電壓值。

圖7 變頻模式控制示意圖Fig. 7 Schematic diagram of frequency modulation mode

在調(diào)寬模式中，主電路的內(nèi)管驅(qū)動占空比為50%（不考慮死區(qū)時間），外管驅(qū)動正占空比越大，則輸出電壓增益越大，即調(diào)寬模式時，電壓增益是關(guān)于外管正占空比ds的函數(shù)。與上述調(diào)頻模式類似，當(dāng)反饋量低于給定量時，增大外管占空比以提升輸出增益。反之，當(dāng)反饋量高于給定量時，減小外管調(diào)寬占空比以降低輸出增益。調(diào)寬模式模型與變頻調(diào)節(jié)模式相似，其原理如圖8所示。

圖8 調(diào)寬模型控制示意圖Fig. 8 Width modulation mode control diagram

綜合LLC變頻控制模式與調(diào)寬模式，通過一個模式控制選擇器，可得混合調(diào)制模型（圖9）。

圖9 混合調(diào)制控制模型Fig. 9 Hybrid modulation control model

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文所提混合控制策略的可行性，本文設(shè)計(jì)了一種輸入電壓范圍為650～830 V、輸出電壓范圍為200～500 V、輸出功率為20 kW的直流電源模塊。實(shí)驗(yàn)對比了不同電壓輸出時逆變管和整流管的開關(guān)電壓和電流波形以及加載和卸載時的開關(guān)電壓和電流波形。

圖10示出500 V輸出輕載混合調(diào)制模式及250 V滿載調(diào)頻模式時LLC變換器輸出波形：逆變橋臂輸出電壓Uab（CH2），輸出整流二極管兩端電壓（CH1）及輸出整流二極管電流（CH4）?？梢钥闯?，混合模式和調(diào)頻模式下，LLC變換器輸出波形量化，且整流二極管實(shí)現(xiàn)了ZCS（零電流關(guān)斷），其電壓應(yīng)力高電平為輸出電壓幅值。

圖10 輕載和滿載時整流管ZCS波形Fig. 10 Rectifier diode ZCS waveforms in the condition of light load and full load

圖11示出輸出輕載混合調(diào)制模式及輸出滿載調(diào)頻模式時LLC變換器輸出波形：外管Q1的Vds（CH2）、ids（CH3）以及諧振電路電流ip（CH4）。可以看出，輕載下的混合模式和滿載下的調(diào)頻模式，外管Q1均可實(shí)現(xiàn)ZVS（零電壓開通）。

圖11 輕載和滿載時外管ZVS波形Fig. 11 ZVS waveforms of the outer power switches in the condition of light and full loads

圖12示出250 V輸出輕載混合調(diào)制模式及250 V輸出滿載調(diào)頻模式時LLC變換器輸出波形：內(nèi)管Q2的Vds（CH2）、ids（CH3）以及諧振電流ip（CH4）?？梢钥闯?，輕載下的混合模式和滿載下的調(diào)頻模式，內(nèi)管Q2均可實(shí)現(xiàn)ZVS。

圖12 輕載和滿載時內(nèi)管ZVS波形Fig. 12 ZVS waveforms of the inner power switches in the condition of light load and full load

圖13示出500 V輸出輕載混合調(diào)制模式與滿載調(diào)頻模式之間相互切換時LLC變換器輸出波形：輸出電壓（CH2）、輸出電流（CH3）及開關(guān)管Vds（CH1）。由負(fù)載大小變化時兩種調(diào)制模式切換過程中波形變化情況可以看出，其輸出動態(tài)調(diào)整速度快，超調(diào)電壓小，表明其可靠性高。

圖13 切載動態(tài)輸出電壓、電流波形Fig. 13 Dynamic output voltage and current waveforms

綜上所知，逆變內(nèi)管和外管在輕載和滿載時，漏源電壓Vds在開通之前已經(jīng)降為0，實(shí)現(xiàn)了零電壓開通；整流二極管在關(guān)斷前其電流ids也降為0，實(shí)現(xiàn)了零電流關(guān)斷。同時，動態(tài)加載及卸載時輸出電壓超調(diào)小，調(diào)節(jié)速度快。

4 結(jié)語

本文詳細(xì)介紹了全橋LLC三電平諧振變換器的工作原理及工作特性；結(jié)合變頻調(diào)制模式和調(diào)寬調(diào)制模式特點(diǎn)，提出一種混合調(diào)制策略，并給出了具體的數(shù)字實(shí)現(xiàn)方式；最后通過試驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了混合調(diào)制策略在不同負(fù)載、不同輸入電壓及動態(tài)負(fù)載變化中的可靠性及穩(wěn)定性。該混合調(diào)制策略具備以下特點(diǎn)：

（1）可根據(jù)輸入輸出特性切換調(diào)制模式；

（2）一定程度提高了輕載下電壓增益；

（3）逆變管和整流二極管軟開關(guān)特性較好，電壓應(yīng)力??；

（4）動態(tài)調(diào)節(jié)快，可靠性高。

后續(xù)將針對混合調(diào)制時的外管占空比、開關(guān)頻率與整機(jī)效率關(guān)系做進(jìn)一步的研究，利用小信號數(shù)學(xué)模型，以優(yōu)化輸出函數(shù)，實(shí)現(xiàn)最優(yōu)的參數(shù)匹配，進(jìn)一步提升整機(jī)性能。