李凱凱，魏立明

吉林建筑大學 電氣與計算機學院,長春 130118

0 引言

電力電子技術在日常生活中應用十分廣泛,應用于交直流轉(zhuǎn)換的整流器更是不可缺少.常規(guī)整流器電路主要包括不控整流電路與PWM整流電路.不控整流電路主要由二極管及濾波電容組成,其優(yōu)點是穩(wěn)定性高,但缺點也很明顯,即不可控制且直流側(cè)電壓受交流側(cè)電壓影響,同時直流側(cè)需要較大的濾波電容,成本較高[1].PWM整流電路由IGBT等可控器件構(gòu)成,其優(yōu)點是控制靈活,直流側(cè)電壓較為穩(wěn)定,缺點是器件價格昂貴,控制過程復雜,穩(wěn)定性稍差[2].因此,有國外學者提出了混合整流的概念,采用不控整流與可控整流并聯(lián)的方式,由不控整流承擔大部分功率,而用PWM整流輸出較小功率,并進行電流濾波和功率因數(shù)補償,同時提出了兩種并聯(lián)整流器的拓撲結(jié)構(gòu),和雙控型整流器的功率控制方法[3].國外對于混合整流的研究較為深入,已多方面投入使用,如飛機、汽車及機車等方面.國內(nèi)研究也有較多成果,如在航空機電作動器[4]方面以及航空電源方面的研究也取得了成就.但是現(xiàn)存的混合型整流器多為并聯(lián)型,其控制方式較為復雜,且直流側(cè)依舊需要較大的濾波電容才能取得較好的直流波形.此外,輸入端降壓變壓器還增加整流器的體積和重量,對整流器的安裝應用帶來不便.為此,本文設計了一種串聯(lián)式混合整流器,結(jié)合了不控整流與PWM整流的優(yōu)點,最終仿真結(jié)果表明,本設計可以在保持直流側(cè)電壓穩(wěn)定的前提下,大幅減小直流側(cè)濾波電容的容值.

1 串聯(lián)型整流器主回路參數(shù)設計

1.1 混合整流原理簡述

不控整流與PWM整流原理本文不再贅述,具體可參考文獻[5]和文獻[6].串聯(lián)式混合整流器原理較為簡單,由不控整流器輸出大部分功率,由PWM整流進行功率補充.通過測量不控整流器的輸出電壓進而得到PWM整流器的輸出電壓指令,再對得到的輸出電壓指令進行處理,得到PWM整流器的控制信號.由不控整流輸出電壓與PWM整流器輸出電壓串聯(lián)后就可以得到所需的直流電壓,即直流側(cè)電壓等于不控整流輸出電壓與PWM整流器輸出電壓之和.

1.2 主參數(shù)計算

取不控整流交流測電流側(cè)相電壓有效值為220 V,假設不控整流交流測輸入電壓為Ua,Ub,Uc,不控整流直流側(cè)輸出電壓為Uab,Ubc,Uca，則由不控整流的工作原理可以得到以下計算結(jié)果.

假設輸入端電壓分別為Ua,Ub,Uc,即:

(1)

(2)

(3)

則輸出端未經(jīng)過濾波的電壓為:

(4)

(5)

(6)

在三相不控整流器中,每個橋臂導通120°，每個二極管導通60°,因此由Uab,Ubc,Uca可以得到不控整流輸出的電壓范圍在465 V～537 V之間，所缺電壓由PWM整流器輸出.由于本設計的直流測電壓要求為750 V,因此PWM整流器直流測電壓范圍在213 V～295 V之間.PWM整流器具有升壓特性,其直流側(cè)輸出電壓大于交流測輸入電壓,因此設定PWM整流器交流測輸入電壓有效值為130 V.

設定混合整流器總功率為30 kW,直流測電壓為750 V,由P=UI可以得到混合整流器的直流側(cè)電流為40 A.二極管承受的最大壓降為2倍的輸出電壓,不控整流器輸出的電壓范圍在465 V～537 V之間,所以二極管承受的最大反向壓降為537×2=1 074 V.PWM整流器輸出的電壓范圍為213 V～295 V之間,所以IGBT承受的最大反向壓降為295×2=590 V.而直流測的電流在40 A,可以選擇耐壓大于1 100 V、工作時額定電流在50 A的整流二極管;選擇耐壓在600 V、工作時額定電流大于40 A的IGBT管組裝整流電路.因此,二極管可以選擇RHRG5020-RHRG50120,其允許通過的電流為50 A,耐壓為1 200 V;IGBT管可以選擇GT50J301,其電流為50 A,耐壓為600 V.

2 系統(tǒng)控制策略

文獻[3]中設計了一款單控型混合整流器,即將不控整流器與PWM整流器并聯(lián),其中PWM整流電路可以分擔部分有功功率,且其能量可以雙向流動、穩(wěn)定性更高,但是由于采用并聯(lián)結(jié)構(gòu),要求不控整流與PWM整流輸出同樣大的電壓值，導致PWM控制十分復雜，同時需要確定合適的功率分配比例，導致電路參數(shù)確定容易產(chǎn)生錯誤.鑒于以上不足，本設計將采用串聯(lián)結(jié)構(gòu)，具體控制策略采用雙閉環(huán)控制[7].由于采用的是不控整流與PWM整流的串聯(lián)結(jié)構(gòu),因此在得到不控整流的輸出電壓后,將其與直流側(cè)電壓作比較得到電壓環(huán)的指令信號.此時PWM整流已有輸出電壓,將其與電壓指令信號作比較后進入比例積分諧振調(diào)節(jié)器.通過比例積分諧振調(diào)節(jié)器的控制之后,就可達到對電壓無誤差的控制.此時，將比例積分諧振調(diào)節(jié)器的輸出信號作為電流指令,將電流指令與三個相位各差120°的正弦量相乘就可以得到三相電流的指令信號.將三相電流指令信號分別與PWM整流器交流側(cè)的電流反饋相比較,將比較所得信號輸入到比例諧振控制器中,即完成了對電流的閉環(huán)控制.將比例諧振調(diào)節(jié)器的輸出信號與三角波相比較,得到PWM整流器的控制信號.整體控制流程如圖1所示.本設計中將會使用到比例積分諧振調(diào)節(jié)器和準比例諧振調(diào)節(jié)器.

圖1 控制策略流程Fig.2 Control strategy flow chart

2.1 準比例諧振調(diào)節(jié)器(準PR調(diào)節(jié)器)

準PR調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)為:

(7)

式中,wc為截止頻率,Hz;wo為諧振頻率,Hz;Kp為比例系數(shù);Kr為諧振系數(shù).

與比例諧振控制器相比,準比例諧振器增加了傳遞函數(shù)的截止頻率,使諧振頻率附近的帶寬明顯增加,并且對頻率波動表現(xiàn)出良好的抗干擾性.根據(jù)該設計,通過設置適當?shù)慕刂诡l率以放大準比例諧振器的帶寬,不僅不會降低對信號頻率變化的靈敏度,而且還可以提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性,保持高增益特性[8-9].

2.2 比例積分諧振調(diào)節(jié)器(PIR調(diào)節(jié)器)

PIR調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)為:

(8)

式中,Kp為比例調(diào)節(jié)增益;K1為積分調(diào)節(jié)增益;Kr為諧振系數(shù);wh為諧振頻率,Hz;wc為截止頻率,Hz.

PI調(diào)節(jié)器能夠完成對直流輸入量的無靜差跟蹤,其優(yōu)勢是可靠性高和魯棒性強,但無法對正弦輸入量實現(xiàn)無靜差跟蹤[10].為提高整流器的電流控制性能以及抑制畸變電壓,本文將使用PIR調(diào)節(jié)器用于控制正弦輸入電壓.

3 仿真驗證

由于受資金及所需元器件的限制，本設計未能搭建實際電路，采用仿真軟件驗證設計方案及控制策略的可行性.仿真電路總體由5個部分組成,分別是電源部分、不控整流器部分、PWM整部分、RC部分以及PWM控制電路部分.仿真電路如圖2所示.

圖2 仿真電路圖Fig.2 Simulation circuit diagram

由圖2可知,電路中包含兩組電源分別為不控整流器和PWM整流器供電,不控整流器和PWM整流器后各并聯(lián)一個極小的電容和電阻,避免在電壓測量過程中受到影響而導致測量出錯,得不到正確的電壓指令信號.其中綠色線連接的是控制電路,按照圖1所示控制策略框圖進行連接,紅色線連接的是主電路,包括電源、不控整流器、PWM整流器和電感電容電阻等主電路元件.

在仿真時,先按照直流側(cè)帶電容的電路進行仿真,然后去除電容再做一次仿真,對比結(jié)果分析電容對直流側(cè)輸出電壓的影響,同時看不同電容的影響.首先保持開關頻率為10 kHz,直流測濾波電容為2 mF,得到直流側(cè)輸出電壓(V1)、不控整流輸出電壓(V3)和PWM整流輸出電壓(V2)的波形(如圖3所示)，以及PWM整流單個橋臂上下管的控制波形(如圖4所示).然后更改直流側(cè)濾波電容為0.2 mF和20 mF,并分別得到其波形,如圖 5，圖6所示.最后去除直流側(cè)濾波電容，得到仿真結(jié)果如圖7所示.

通過對圖3分析可得到,任一時刻直流側(cè)電壓(V1)=不控整流輸出電壓(V3)+PWM整流輸出電壓(V2),與串聯(lián)型整流器的理論相符合.并且直流側(cè)電壓的誤差較小,波形波動不大,采用PSIM中的測量工具可以得到直流測電壓最大值為759 V,最小值為753 V.對比設計目的直流側(cè)電壓應為750 V，因此可計算得到直流測電壓的最大誤差為1.2 %，誤差較小,在可接受范圍內(nèi).

圖3 電容為2 mF時輸出電壓Fig.3 The output voltage at the capacitance of 2 mF

圖4為PWM整流器一個橋臂上下兩個IGBT管的控制信號波形,由圖4可以看出,兩個控制信號相反,說明同一橋臂的兩個IGBT管不會同時導通,整流器工作正常.

圖4 PWM整流器控制信號波形Fig.4 PWM rectifier controls the signal waveform

通過分析圖5可知,當直流側(cè)濾波電容減小為0.2 mF時,直流側(cè)電壓(V1)、PWM整流輸出電(V2)、不控整流輸出電壓(V3)依舊滿足直流側(cè)電壓(V1)=不控整流輸出電壓(V3)+PWM整流輸出電壓(V2),但是直流側(cè)電壓的最大值變?yōu)?92 V,最大誤差為5.6 %,誤差比電容為2 mF時增大了許多.而且不控整流輸出電壓V3也受到影響,不再是光滑的六脈波,可能是電容的變化導致電流改變影響了不控整流輸出電壓的測量.

圖5 電容為0.2 mF時的輸出電壓Fig.5 The output voltage at the capacitance of 0.2 mF

通過分析圖6可知,當直流側(cè)濾波電容增大為20 mF時,直流側(cè)電壓(V1)、PWM整流輸出電(V2)、不控整流輸出電壓(V3)依舊滿足直流側(cè)電壓(V1)=不控整流輸出電壓(V3)+PWM整流輸出電壓(V2),但是電容過大,嚴重影響了系統(tǒng)的性能,直流側(cè)電壓初始極大,但之后的電壓較為平穩(wěn),近似保持750 V不變.

圖6 電容為20 mF時的輸出電壓Fig.6 The output voltage at the capacitance of 20 mF

通過對比分析圖3，圖5和圖6可以得出,電容無論過大還是過小,都會對電路的性能造成較大影響,只有選擇合適的電容容值,才能保證系統(tǒng)的合理運行,保持電壓的穩(wěn)定,使電壓誤差盡可能減小維持在可接受的范圍內(nèi).

最后去除直流側(cè)的濾波電容,觀察直流側(cè)輸出電壓的變化，如圖7所示.去除濾波電容后,直流電壓的波動很大,誤差也很大.同時，PWM整流器的輸出電壓波形也不如有電容時的波形效果好.經(jīng)過測試發(fā)現(xiàn)電容最小為0.5 mF.如果電容容值小于0.5 mF時,直流側(cè)輸出電壓的波動較大.

圖7 不加電容時的輸出電壓Fig.7 The output voltage without capacitance

通過對比圖3和圖7發(fā)現(xiàn),去除濾波電容時,直流側(cè)輸出電壓的諧波較多,電壓波動較大,必須選取合理的濾波電容容值,減少諧波的影響;由總輸出電壓、不控整流輸出電壓及PWM整流器的輸出電壓仿真結(jié)果可以得到,每一時刻的總輸出電壓等于不控整流器輸出電壓與PWM整流器輸出電壓之和,這說明控制過程中實現(xiàn)了無差跟蹤;直流側(cè)的濾波電容很小,與不控整流相比較,本設計的串聯(lián)型混合整流器直流側(cè)的濾波電容較小,能夠節(jié)省成本;直流側(cè)輸出電壓較為穩(wěn)定,在仿真驗證過程中可以看到,濾波電容合適時,直流側(cè)電壓穩(wěn)定在750 V上下,電壓的波動幅度在1 %左右,在可接受范圍之內(nèi).

4 結(jié)論

本文主要針對三相混合型整流器進行設計,提出了一種基于改進PWM控制的串聯(lián)型混合整流器,并在PSIM中進行了仿真驗證.仿真結(jié)果表明，采用雙閉環(huán)控制方式的PWM整流器控制環(huán)節(jié)較為簡單,串聯(lián)結(jié)構(gòu)比并聯(lián)式混合整流器更易控制,且所需的直流側(cè)濾波電容容值大幅減小.