夏 偉,高申翔,崔 豹,顧衛(wèi)紅

(中國(guó)衛(wèi)星海上測(cè)控部,江蘇 江陰 214431)

0 引言

隨著電力電子設(shè)備的大量使用、現(xiàn)代開關(guān)器件工作頻率的升高以及輸出功率的增大,電力線傳輸系統(tǒng)中的傳導(dǎo)電磁干擾(electromagnetic interference,EMI)問題不斷涌現(xiàn)。 因此,電磁干擾噪聲的有效測(cè)量和抑制已逐漸成為電磁兼容(electro magnetic compatibility,EMC)研究中的一個(gè)研究熱點(diǎn)[1-5]。 在目前的功率變換器電磁干擾研究領(lǐng)域,無源EMI 濾波器設(shè)計(jì)是抑制系統(tǒng)傳導(dǎo)電磁干擾的有效方法。 針對(duì)某個(gè)特定的系統(tǒng),在設(shè)計(jì)EMI 濾波器時(shí)需要根據(jù)其噪聲特征進(jìn)行專門設(shè)計(jì)。 根據(jù)電磁干擾的形成機(jī)理分類,電磁干擾通常分為差模干擾和共模干擾。 其主要區(qū)別是兩者形成的回路不同。 在設(shè)計(jì)EMI 濾波器時(shí),同樣需要分為差模和共模兩個(gè)方向進(jìn)行專門設(shè)計(jì)。 目前,國(guó)際上規(guī)定的傳導(dǎo)電磁干擾測(cè)量設(shè)備為線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)(linear impedance stabilization network,LISN),所測(cè)得的是差模和共模的匯合信號(hào)。 因此,將LISN 測(cè)得的噪聲信號(hào)分離為差模信號(hào)和共模信號(hào),是抑制電磁干擾首先要解決的問題[6-7]。

為解決上述問題,國(guó)內(nèi)外學(xué)者作了相關(guān)研究。 美國(guó)的Paul 和Nave、新加坡的See、法國(guó)的Mardiguian 等先后提出了以射頻變壓器為核心器件的傳導(dǎo)EMI 噪聲分離網(wǎng)絡(luò)[8-10]。 這些網(wǎng)絡(luò)雖然可以初步實(shí)現(xiàn)對(duì)噪聲的分離,但由于采用變壓器作為主要分離器件,在高頻條件下會(huì)因雜散效應(yīng)影響而產(chǎn)生較明顯的性能衰退現(xiàn)象。 美國(guó)的Guo 提出了采用0°/180°功分器取代變壓器的分離網(wǎng)絡(luò)[11]。 但在實(shí)際使用時(shí),220 V 交流電對(duì)地電壓不對(duì)稱容易使功分器進(jìn)入飽和狀態(tài)造成信號(hào)失真,一定程度上影響了其推廣使用。 另一方面,借助計(jì)算機(jī)數(shù)值計(jì)算功能,Lo 和孫亞秀提出了傳導(dǎo)干擾軟分離方法[12-13]。 由于仍然需要單模分離網(wǎng)絡(luò),因此該方法實(shí)際上只能稱為半軟分離方法。 近年來,隨著人工智能算法的推廣應(yīng)用,趙波和趙敏提出了雙/單通道傳導(dǎo)電磁干擾噪聲盲源分離方法。 試驗(yàn)證明,該方法的分離性能取決于小波函數(shù)的選取。 由于傳導(dǎo)電磁干擾噪聲先驗(yàn)信息的不確定性影響,該方法在實(shí)際測(cè)試時(shí)測(cè)量結(jié)果的重復(fù)性和穩(wěn)定性有待驗(yàn)證。

本文提出一種基于時(shí)域測(cè)量的傳導(dǎo)電磁干擾分離技術(shù)方法。 該方法作為完全軟件分離方法,與上述半軟分離方法相比,無需單模分離網(wǎng)絡(luò)支持,單次測(cè)量便可直接給出差模和共模信號(hào)頻譜,具有更高的現(xiàn)場(chǎng)測(cè)試效率。

1 傳導(dǎo)電磁干擾分離技術(shù)的測(cè)試原理

參考CISPR16 標(biāo)準(zhǔn)規(guī)范,傳統(tǒng)傳導(dǎo)電磁干擾分離測(cè)試首先使用LISN 耦合電源線干擾信號(hào)。 一般傳導(dǎo)電磁干擾分離測(cè)試原理如圖1 所示。 LISN 允許50 Hz或60 Hz 的電源信號(hào)輸入到被測(cè)設(shè)備而無衰減,但不允許外部噪聲信號(hào)通過。 被測(cè)設(shè)備產(chǎn)生的噪聲信號(hào)被過濾耦合到LISN 的監(jiān)測(cè)輸出端。

圖1 一般傳導(dǎo)電磁干擾分離測(cè)試原理圖Fig.1 Schematic diagram of general conducted electromagnetic interference separation test

由式(1)可知,若把LISN 輸出的監(jiān)測(cè)信號(hào)直接輸入EMI 接收機(jī),則接收機(jī)所測(cè)得的噪聲信號(hào)實(shí)際上是共模和差模信號(hào)的和或差。 因此,需要再增加專門的噪聲分離網(wǎng)絡(luò),分別耦合出差模和共模干擾信號(hào),再使用EMI接收機(jī)進(jìn)行測(cè)量。 由于噪聲分離網(wǎng)絡(luò)和EMI 接收機(jī)價(jià)格昂貴,受限于使用成本,多用于標(biāo)準(zhǔn)電磁兼容實(shí)驗(yàn)室,一般現(xiàn)場(chǎng)傳導(dǎo)電磁干擾測(cè)試排查難以推廣應(yīng)用。

同樣作為軟件分離方法,文獻(xiàn)[11]、文獻(xiàn)[12]提出了傳導(dǎo)電磁干擾軟分離方法。 其基本原理如下。

為解決上述問題,本文提出一種基于時(shí)域測(cè)量的傳導(dǎo)電磁干擾分離技術(shù)。 基于時(shí)域測(cè)量的傳導(dǎo)電磁干擾分離測(cè)試原理如圖2 所示。

圖2 基于時(shí)域測(cè)量的傳導(dǎo)電磁干擾分離測(cè)試原理圖Fig.2 Schematic diagram of conducted electromagnetic interference separation test based on time domain measurement

如圖2 所示,LISN 的相線L 監(jiān)測(cè)端輸入示波器通道1,中線N 監(jiān)測(cè)端輸入通道2。 示波器對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行時(shí)域采樣,計(jì)算機(jī)對(duì)采集到的時(shí)域信號(hào)執(zhí)行相加和相減操作,得到如下信號(hào):

EMC 標(biāo)準(zhǔn)規(guī)范一般使用頻域限值作為結(jié)果評(píng)估依據(jù)。 因此,本文基于時(shí)域測(cè)量的傳導(dǎo)電磁干擾分離測(cè)試方法同樣需要計(jì)算信號(hào)的頻譜分量。 通過對(duì)式(4)中的采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行快速傅里葉變換,可以求得一個(gè)時(shí)變信號(hào)的頻譜。 以下給出使用快速傅里葉變換計(jì)算幅度和功率譜的計(jì)算過程。 對(duì)長(zhǎng)度為N的時(shí)間序列x[n]進(jìn)行離散傅里葉變換,求得S[f]如下:

由于被測(cè)信號(hào)為隨機(jī)噪聲信號(hào),直接使用式(5)計(jì)算將難以獲得穩(wěn)定的測(cè)量結(jié)果。 因此,本文采用Welch 方法來獲得隨機(jī)信號(hào)的功率譜密度估計(jì)。 其本質(zhì)是修正周期圖的一種方法,是通過采樣數(shù)據(jù)分段重疊及加窗等技術(shù),達(dá)到降低估計(jì)方差的目的。 具體過程是:將N個(gè)采樣數(shù)據(jù){x(0),x(1),…,x(N-1)}分為K段,每段數(shù)據(jù)長(zhǎng)為L(zhǎng),其中有(L-D)個(gè)數(shù)據(jù)為相鄰重疊數(shù)據(jù),即N=L+D(K-1)。 第i段L個(gè)數(shù)據(jù)為:xi(n)=x(n+iD)。 其中:n=0,1,…,L-1,i=0,1,…,K-1。 對(duì)每一段數(shù)據(jù)進(jìn)行加窗處理,并分別計(jì)算功率譜:

式中:Fs為時(shí)域信號(hào)采樣率;L為快速傅里葉變換計(jì)算數(shù)據(jù)長(zhǎng)度,兩者相除為模擬帶寬;λ為快速傅里葉變換功率修正系數(shù)。

②功率譜P轉(zhuǎn)化為幅度譜V。

式中:R為示波器輸入阻抗,取50 Ω。

③線性單位轉(zhuǎn)化為對(duì)數(shù)單位。

EMC 標(biāo)準(zhǔn)規(guī)范限值曲線通常使用dB·μV 單位進(jìn)行表述。 因此,本文計(jì)算結(jié)果可以使用上述步驟換算得到。 傳導(dǎo)電磁干擾分離測(cè)試程序流程如圖3所示。

圖3 傳導(dǎo)電磁干擾分離測(cè)試程序流程圖Fig.3 Flowchart of conducted electromagnetic interference separation test procedure

2 傳導(dǎo)電磁干擾分離技術(shù)的性能測(cè)試

首先,明確測(cè)試目的:獲取分離網(wǎng)絡(luò)的插入損耗和噪聲抑制比2 個(gè)性能參數(shù)。 這里參考文獻(xiàn)[6]定義的描述分離網(wǎng)絡(luò)性能。 使用如下參數(shù),即共模插入損耗(common mode insertion loss,CMIL)、差模插入損耗(differential mode insertion loss,DMIL)、共模抑制比(common mode rejection ratio,CMRR)和差模抑制比(differential mode rejection ratio,DMRR)。 具體定義為:網(wǎng)絡(luò)輸入信號(hào)U1和輸出信號(hào)U2之間的測(cè)量傳遞函數(shù);當(dāng)U1、U2為相同模態(tài)信號(hào)時(shí),為噪聲插入損耗;當(dāng)U1、U2為不同模態(tài)信號(hào)時(shí),為噪聲抑制比。

其次,確定測(cè)試設(shè)備,包括2 個(gè)方面。 一是噪聲分離與測(cè)試系統(tǒng),包括2 臺(tái)常州多極LNF102A50 型LISN,1 臺(tái)泰克TDS3052B 數(shù)字示波器,用于構(gòu)建傳導(dǎo)電磁干擾分離測(cè)試試驗(yàn)平臺(tái)。 為保證試驗(yàn)滿足檢測(cè)規(guī)范[5]要求,使用1 塊3 mm 不銹鋼接地平板和1 臺(tái)500 W 隔離變壓器提升用電安全。 二是噪聲模擬輸出設(shè)備,包括1 臺(tái)函數(shù)發(fā)生器33250A 和一個(gè)180°功分器,用于模擬差模傳導(dǎo)干擾噪聲。

下面是測(cè)試步驟:函數(shù)發(fā)生器輸出正弦波信號(hào),幅度設(shè)為3 V 峰-峰值,頻率按測(cè)試結(jié)果表的頻率順序輸出;180°功分器模擬差模噪聲信號(hào)輸出,隨后差模噪聲輸入到LISN 電源輸出端;LISN 監(jiān)測(cè)端信號(hào)分別輸入到數(shù)字示波器2 個(gè)輸入通道;示波器輸入通道耦合選擇AC 耦合,采樣模式設(shè)為16 次平均,垂直擋位使用“AutoSet”自動(dòng)設(shè)置,水平擋位由計(jì)算機(jī)測(cè)量程序控制,最好由計(jì)算機(jī)讀取示波器的測(cè)量波形并計(jì)算測(cè)量結(jié)果。 需要注意的是:LISN 供電輸入端不加電。 分離網(wǎng)絡(luò)的性能測(cè)試連接如圖4 所示。

圖4 分離網(wǎng)絡(luò)的性能測(cè)試連接框圖Fig.4 Performance test connection diagram of separated network

最后進(jìn)行數(shù)據(jù)處理。 設(shè)計(jì)算機(jī)數(shù)據(jù)處理后所得差模信號(hào)幅度為V1、共模信號(hào)幅度為V2,以及在此基礎(chǔ)上去掉兩個(gè)LISN 進(jìn)行直接測(cè)試的差模信號(hào)(幅度為V0),則有:

分離網(wǎng)絡(luò)差模和共模干擾測(cè)試性能結(jié)果分別如表1 和表2 所示。

表1 分離網(wǎng)絡(luò)差模干擾測(cè)試性能結(jié)果表Tab.1 Differential mode interference test results of separated network

表2 分離網(wǎng)絡(luò)共模干擾測(cè)試性能結(jié)果表Tab.2 Common mode interference test results of separated network

根據(jù)表2 可知,分離網(wǎng)絡(luò)的插入損耗在10～100 kHz 頻率范圍內(nèi)存在較大損耗。 影響因素主要來源于兩個(gè)方面。 一是LISN 在該頻率范圍內(nèi)輸入阻抗與標(biāo)準(zhǔn)50 Ω 存在較大差異。 阻抗失配將導(dǎo)致信號(hào)衰減或損耗。 二是數(shù)字示波器使用AC 耦合。 其對(duì)100 kHz 以下頻率信號(hào)亦有明顯抑制效果。 這里使用AC 耦合主要是為了抑制電源線50 Hz 低頻交流信號(hào)在LISN 監(jiān)測(cè)輸出端的殘余成分,因此在實(shí)際測(cè)試時(shí)需對(duì)測(cè)量結(jié)果進(jìn)行修正處理。 對(duì)于差模抑制比和共模抑制比,除個(gè)別頻率點(diǎn)外基本小于30 dB,能夠滿足一般電磁干擾現(xiàn)場(chǎng)測(cè)試使用需求。

3 分離網(wǎng)絡(luò)的實(shí)測(cè)驗(yàn)證

首先,明確測(cè)試目的:驗(yàn)證分離網(wǎng)絡(luò)的實(shí)測(cè)效果。參考分離網(wǎng)絡(luò)主要應(yīng)用場(chǎng)合,以特定電氣設(shè)備的傳導(dǎo)電磁干擾信號(hào)為測(cè)試對(duì)象,通過比較加載EMI 濾波器前后的信號(hào)變化驗(yàn)證分離網(wǎng)絡(luò)的使用效果,測(cè)試參數(shù)包括差模干擾和共模干擾的信號(hào)頻譜。

其次,確定測(cè)試設(shè)備。 一是噪聲分離與測(cè)試系統(tǒng),按圖4 配置。 二是噪聲模擬輸出,采用某型號(hào)LED 臺(tái)燈和EMI 濾波器B3LB-6A,以生成典型傳導(dǎo)電磁干擾噪聲。

測(cè)試步驟如下。 首先,220 V 交流電源通過LISN 受試端向被測(cè)設(shè)備(臺(tái)燈)供電,使用示波器測(cè)量LISN 監(jiān)測(cè)端輸出干擾信號(hào),通過計(jì)算機(jī)信號(hào)處理獲得濾波前差模和共模干擾信號(hào)頻譜。 其次,在LISN 和被測(cè)設(shè)備之間加入EMI 濾波器,再次測(cè)量濾波后差模和共模干擾信號(hào)頻譜。 在其他設(shè)置方面,示波器輸入通道耦合選擇AC 耦合,垂直擋位使用20 mV/格,水平擋位由計(jì)算機(jī)測(cè)量程序控制。 分離網(wǎng)絡(luò)實(shí)測(cè)驗(yàn)證結(jié)果如圖5 所示。

圖5 分離網(wǎng)絡(luò)實(shí)測(cè)驗(yàn)證結(jié)果圖Fig.5 Separated network measurement verification results

圖5 中的直線為標(biāo)準(zhǔn)參考限值[5]。 濾波前,被測(cè)設(shè)備的差模和共模干擾比較明顯,相比之下,差模干擾比共模干擾更強(qiáng),幅度相差約10 dB。 若考慮6 dB 安全裕量,則差模傳導(dǎo)電磁干擾可能超標(biāo)。 經(jīng)EMI 濾波后,傳導(dǎo)電磁干擾信號(hào)均明顯減少,約10 dB,在10 kHz 至1 MHz 頻率范圍內(nèi)差模和共模干擾抑制效果明顯。 最后,比較參考限值與實(shí)測(cè)信號(hào)的平均噪聲電平,兩者相差約30 dB,說明本文所設(shè)計(jì)傳導(dǎo)電磁干擾噪聲分離測(cè)試系統(tǒng)自身顯示平均噪聲電平較低。 這對(duì)于分辨低電平噪聲是有利條件。

4 結(jié)論

本文提出一種基于時(shí)域測(cè)量的傳導(dǎo)電磁干擾分離技術(shù)。 其原理是通過對(duì)LISN 輸出信號(hào)進(jìn)行時(shí)域采樣。根據(jù)差模干擾和共模干擾的定義,使用數(shù)值計(jì)算方法實(shí)現(xiàn)傳導(dǎo)電磁干擾的軟件分離和頻譜輸出。 試驗(yàn)證明,該傳導(dǎo)電磁干擾分離方法是切實(shí)可行的。

與標(biāo)準(zhǔn)傳導(dǎo)電磁干擾測(cè)試方法相比,該方法使用數(shù)字示波器代替昂貴的EMI 接收機(jī),而且無需獨(dú)立的CM-DM 分離網(wǎng)絡(luò),可以極大地降低測(cè)試系統(tǒng)硬件成本,適用于電磁干擾預(yù)兼容測(cè)試或后期整改測(cè)試。

與半軟分離方法相比,本文提出的方法實(shí)現(xiàn)了傳導(dǎo)電磁干擾全軟分離,無需單模分離網(wǎng)絡(luò),且不存在半軟分離方法的測(cè)量同步難題。 經(jīng)驗(yàn)證,該方法在現(xiàn)場(chǎng)傳導(dǎo)電磁干擾測(cè)試排查工作中具有較高的實(shí)用價(jià)值。