邱麗原，孫偉超，張潤萍

（海軍航空大學(xué)，山東煙臺 264001）

數(shù)字干擾合成（Digital Jamming Synthesis，DJS）是近年來發(fā)展起來的1 種雷達(dá)干擾技術(shù)。DJS 不僅可以產(chǎn)生任意形式的干擾信號波形，而且還可以快速合成多路干擾信號，具有很高的靈活性和對復(fù)雜電磁環(huán)境的適應(yīng)性。其正逐漸成為現(xiàn)代干擾機的1種主要干擾技術(shù)，應(yīng)用越來越廣泛。目前，DJS技術(shù)在我國尚處于初步研究階段。

射頻噪聲干擾具有最佳遮蓋干擾波形，被廣泛應(yīng)用于雷達(dá)對抗中。研究基于DJS 產(chǎn)生射頻噪聲干擾信號的方法及其相關(guān)特性是現(xiàn)代干擾技術(shù)發(fā)展的需要，也是基于DJS 產(chǎn)生其他更高效干擾樣式（例如靈巧噪聲干擾）的基礎(chǔ)。目前，基于DJS 產(chǎn)生射頻噪聲干擾信號有2 種典型方法：一種是從存儲器中順序地讀出基帶射頻噪聲干擾信號的波形數(shù)據(jù)（以下簡稱噪聲數(shù)據(jù)），這種方法被稱為順序讀取法；另一種是采用偽隨機序列作為地址碼，隨機地從存儲器中讀出噪聲數(shù)據(jù)，這種方法被稱為偽隨機讀取法。現(xiàn)有文獻(xiàn)雖然對這2種方法均進(jìn)行了描述，但都不夠全面或準(zhǔn)確，例如：文獻(xiàn)[7]雖然采用了偽隨機讀取法產(chǎn)生射頻噪聲干擾信號，但對存儲器中的噪聲數(shù)據(jù)和偽隨機碼的特性都沒有進(jìn)行描述；文獻(xiàn)[8]只提到了可以采用m序列作為地址碼讀取噪聲數(shù)據(jù)，但對如何實施卻沒有進(jìn)行具體描述，其論文中也沒有采用這種方法；文獻(xiàn)[9-10]片面地認(rèn)為偽隨機讀取法優(yōu)于順序讀取法?？梢哉f，現(xiàn)有文獻(xiàn)對順序讀取法和偽隨機讀取法的許多具體的、深層次的問題都沒有進(jìn)行描述和思考，更談不上解決。本文在全面、準(zhǔn)確地描述上述2 種方法的基礎(chǔ)上：給出了偽隨機讀取法的具體實施方案；從帶寬調(diào)諧、遮蓋性能以及硬件實現(xiàn)系統(tǒng)的復(fù)雜度等方面對2種方法的性能進(jìn)行了分析和比較；給出了偽隨機讀取法的帶寬調(diào)諧方法和1種延長干擾信號周期的解決方案；通過仿真驗證了2 種方法的可行性和各自的性能特點。

1 基于DJS產(chǎn)生射頻噪聲干擾信號

1.1 DJS基本原理

DJS的原理框圖如圖1所示：

圖1 DJS原理框圖Fig.1 Principle block diagram of DJS

DJS的工作過程：首先，干擾判決管理單元針對需要干擾的各個雷達(dá)輻射源，產(chǎn)生所需干擾信號的種類

K

，以及每1 種干擾信號的調(diào)制樣式和調(diào)制參數(shù)；接著，數(shù)字干擾波形合成單元按照上述要求，產(chǎn)生相應(yīng)的

K

種基帶干擾信號波形數(shù)據(jù)；然后，讀出數(shù)據(jù)形成數(shù)字基帶干擾信號，并將各路數(shù)字基帶干擾信號進(jìn)行合成，合成信號通過數(shù)字上變頻（DUC）后再通過數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC），成為具有一定非零載頻的模擬基帶干擾信號；最后，模擬基帶干擾信號經(jīng)過變頻、濾波、放大，成為大功率的射頻干擾信號。在理想情況下，DJS輸出的每1區(qū)干擾信號都是對該區(qū)內(nèi)威脅雷達(dá)信號的最佳干擾。

1.2 順序讀取法產(chǎn)生射頻噪聲干擾信號

順序讀取法產(chǎn)生射頻噪聲干擾信號的原理，如圖2所示。

圖2 順序讀取法產(chǎn)生射頻噪聲干擾信號原理框圖Fig.2 Principle block diagram of generating RF noise jamming by sequential reading

圖2 中，正交基帶射頻噪聲干擾信號波形數(shù)據(jù)存儲器（以下簡稱存儲器）中存儲的是零中頻限帶正態(tài)分布白噪聲的采樣數(shù)據(jù)，這些數(shù)據(jù)是用正態(tài)分布白噪聲經(jīng)過濾波后得到的，滿足譜寬和譜型的要求，且實部和虛部分別存儲。產(chǎn)生干擾信號時，將存儲器中的數(shù)據(jù)按照存儲順序依次讀出。數(shù)據(jù)讀出、DUC以及DAC 的時鐘頻率相同，都為

f

。之后的工作過程同DJS基本原理，此處不再贅述。設(shè)存儲器容量為

L

，則輸出干擾信號的周期為：

式（2）中：

T

為干擾信號的周期；

f

為時鐘頻率。

1.3 偽隨機讀取法產(chǎn)生射頻噪聲干擾信號

偽隨機讀取法產(chǎn)生射頻噪聲干擾信號的原理，如圖3所示。

圖3 偽隨機讀取法產(chǎn)生射頻噪聲干擾信號原理框圖Fig.3 Principle block diagram of generating RF noise jamming by pseudo-random reading

圖3 中，存儲器中存儲的是零中頻正態(tài)分布白噪聲的采樣數(shù)據(jù)，讀出時采用偽隨機地址碼讀出，偽隨機地址碼發(fā)生器、DUC 以及DAC 的時鐘頻率都為

f

。之后的工作過程同DJS基本原理。

產(chǎn)生偽隨機地址碼即產(chǎn)生偽隨機序列。偽隨機序列有很多種，如：m 序列、M 序列、Legendre 序列、Hall 序列等。不同的偽隨機序列因性質(zhì)不同，故應(yīng)用場合也不盡相同。就產(chǎn)生射頻噪聲干擾信號而言，m序列周期最長，具有很好的偽隨機性質(zhì)，且產(chǎn)生方法簡單，最適合用作地址碼。所以文中采用m 序列作為偽隨機地址碼。

設(shè)存儲器的容量為

L

，

k

為構(gòu)成m序列產(chǎn)生器的移位寄存器的級數(shù)，則m 序列的周期為2，令

L ＜

2。具體的硬件實現(xiàn)過程中，當(dāng)m序列產(chǎn)生的地址碼

N

大于

L

時，取地址碼為

N

mod

L

，這樣可以使干擾信號周期達(dá)到文獻(xiàn)[11]中所述的：

2 2種干擾信號產(chǎn)生方法的性能比較

2.1 干擾信號的帶寬調(diào)諧性能分析

干擾信號的帶寬調(diào)諧是DJS 技術(shù)的1 個重要方面[17]。

對于順序讀取法，存儲器中存放的是具有一定帶寬的噪聲數(shù)據(jù)，通過調(diào)整數(shù)據(jù)讀出地址增量或者數(shù)據(jù)讀出時鐘頻率可以控制存儲器輸出的干擾信號帶寬，如式（4）所示：

式（4）中：

ΔA

為數(shù)據(jù)讀出地址增量；

f

為數(shù)據(jù)讀出時鐘頻率，是

f

的整數(shù)倍；

Δω

是當(dāng)

ΔA

=1、

f

=

f

時的干擾信號帶寬；

Δω

是當(dāng)?shù)刂吩隽繛?p>ΔA

、時鐘頻率為

f

時的干擾信號帶寬。改變

ΔA

或

f

，可以改變干擾信號帶寬，但都將進(jìn)一步縮短干擾信號的周期。

對于偽隨機讀取法，干擾信號的自相關(guān)函數(shù)為：

式（5）中：

R

(

τ

)為干擾信號的自相關(guān)函數(shù)；

τ

為干擾信號的時移差；

σ

為干擾信號的標(biāo)準(zhǔn)差；

T

=1/

f

，為時鐘周期。從式（5）的自相關(guān)函數(shù)可以得到功率譜為：

式（6）中：

P

(

f

)為干擾信號的功率譜；

f

為干擾信號頻率。

自相關(guān)函數(shù)和功率譜的圖形，如圖4所示。

圖4 偽隨機讀取法干擾信號的自相關(guān)函數(shù)與功率譜Fig.4 Autocorrelation function and power spectrum of the jamming signal generated by the pseudo-random reading method

從圖4 中可以看到，干擾信號帶寬即2 倍的時鐘頻率，可以通過調(diào)整時鐘頻率來調(diào)整干擾信號帶寬。

根據(jù)式（5），從存儲器讀出噪聲數(shù)據(jù)時，如果將同一數(shù)據(jù)連續(xù)讀出

n

次（

n

為大于1 的整數(shù)），則干擾信號的自相關(guān)函數(shù)變?yōu)椋?p>

當(dāng)時鐘頻率為

f

時，帶寬為

f

n

?？梢?，除

f

外，調(diào)整

n

也可以控制干擾信號的帶寬。具體的硬件實現(xiàn)方法是：對時鐘頻率

f

進(jìn)行

n

倍分頻，用分頻后的時鐘頻率控制偽地址碼產(chǎn)生器和DUC，DAC 的控制時鐘仍為

f

。

2.2 干擾信號的概率分布與遮蓋效果分析

正態(tài)分布噪聲具有最大熵，是遮蓋性干擾的最佳干擾波形。非正態(tài)分布噪聲的遮蓋效果則需要考慮其質(zhì)量因素，質(zhì)量因素的數(shù)值越小，遮蓋效果越差。

當(dāng)輸入噪聲為正態(tài)分布時，窄帶線性系統(tǒng)的輸出也為正態(tài)分布。因此，正態(tài)分布白噪聲經(jīng)過濾波后得到的限帶白噪聲仍然服從正態(tài)分布。這個限帶白噪聲被存入順序讀取法的存儲器中，則順序讀取法產(chǎn)生的干擾信號仍然服從正態(tài)分布，具有最佳遮蓋干擾波形。

對于偽隨機讀取法，存儲器中的正態(tài)分布白噪聲數(shù)據(jù)與m序列地址碼是相互獨立的隨機變量，分別用

X

和

Y

表示，概率密度函數(shù)分別為

f

(

x

)、

f

(

y

)，則讀出后的數(shù)據(jù)為二維隨機變量(

X,Y

)，概率密度為：

m序列服從均勻分布，概率密度函數(shù)為：

式（10）中：

k

為構(gòu)成m序列產(chǎn)生器的移位寄存器的級數(shù)，則

可見，(

X,Y

)與

X

同分布，都服從正態(tài)分布，即通過偽隨機讀取法產(chǎn)生的干擾信號也具有最佳遮蓋干擾波形。

2.3 干擾信號的周期性與硬件實現(xiàn)系統(tǒng)的復(fù)雜度分析

順序讀取法產(chǎn)生干擾信號的周期，如式（2）所示；偽隨機讀取法產(chǎn)生干擾信號的周期，如式（3）所示。要達(dá)到相同的干擾信號周期，前者需要的存儲器容量往往要大于后者，但后者增加了m 序列產(chǎn)生器，不僅復(fù)雜而且耗時，所以需要對2 種方法硬件實現(xiàn)系統(tǒng)復(fù)雜度的優(yōu)劣進(jìn)行具體的分析。根據(jù)文獻(xiàn)[12]，DJS 產(chǎn)生干擾信號周期的最低要求是大于雷達(dá)的脈沖重復(fù)周期，最苛刻的要求是大于數(shù)倍的天線掃描周期。下面以這2種情況為例，分別進(jìn)行討論。

2.3.1干擾信號周期大于等于雷達(dá)的脈沖重復(fù)周期

以低重頻雷達(dá)為例，假設(shè)雷達(dá)的脈沖重復(fù)周期為2 ms，信號帶寬為10 MHz，時鐘頻率為20 MHz，則要使干擾信號周期大于等于雷達(dá)的脈沖重復(fù)周期，對于順序讀取法，存儲器需要存儲的數(shù)據(jù)量為：

這樣的容量要求很容易滿足，無須采用偽隨機讀取法。

2.3.2干擾信號周期大于等于數(shù)倍的天線掃描周期

以岸基搜索雷達(dá)為例，假設(shè)天線掃描周期為10 s，信號帶寬為10 MHz，時鐘頻率為20 MHz，則要使干擾信號周期大于等于1 倍的雷達(dá)天線掃描周期，對于順序讀取法，存儲器需要存儲的數(shù)據(jù)量為：

大容量的存儲器價格高昂。而對于偽隨機讀取法，要達(dá)到上述干擾信號周期，構(gòu)成m 序列產(chǎn)生器的移位寄存器需要達(dá)到28級。

可見，當(dāng)需要的干擾信號周期長到一定程度時，2種方法的硬件實現(xiàn)系統(tǒng)都很復(fù)雜。容易想到的解決辦法是進(jìn)一步延長干擾信號周期。下面給出1種偽隨機讀取法延長干擾信號周期的解決方案。

設(shè)存儲器的容量為

L

，m 序列的周期為

T

，

L

、

T

為正整數(shù)，且

L ＞T

。讀取噪聲數(shù)據(jù)時，首先從存儲器的第1 個數(shù)據(jù)開始，采用m 序列地址碼讀取數(shù)據(jù)(

x

,x

,…,x

)，經(jīng)過1 個m 序列周期后，再采用同樣的方式讀取數(shù)據(jù)(

x

,x

,…,x

)，依此類推，直到最后一次讀取數(shù)據(jù)(

x

-

,x

-

,…,x

)，這樣干擾信號的周期可以達(dá)到

L

·

T

。

仍以前面提到的岸基搜索雷達(dá)為例，假設(shè)存儲器容量為1 MB，則對于延長干擾信號周期的偽隨機讀取法，產(chǎn)生m序列只需要8級移位寄存器，大大降低了硬件實現(xiàn)系統(tǒng)的復(fù)雜度。

3 2種干擾信號產(chǎn)生方法的仿真結(jié)果及其性能分析

下面分別對順序讀取法和偽隨機讀取法產(chǎn)生射頻噪聲干擾信號進(jìn)行仿真。由于本文中只關(guān)心零中頻數(shù)字基帶干擾信號（以下簡稱干擾信號）的產(chǎn)生和性能，所以以下仿真只涉及DUC之前。干擾信號周期的長短比較可由自相關(guān)峰值數(shù)得到，自相關(guān)峰值數(shù)表示了數(shù)據(jù)讀出時存儲器中數(shù)據(jù)重復(fù)的次數(shù)，自相關(guān)峰值數(shù)越多，數(shù)據(jù)讀出時存儲器中數(shù)據(jù)重復(fù)的次數(shù)就越多，干擾信號周期則越短。

3.1 順序讀取法產(chǎn)生射頻噪聲干擾信號的仿真結(jié)果

仿真中設(shè)置：低通濾波器的通帶截止頻率為1 MHz ，阻帶截止頻率為1.6 MHz ；存儲器容量為1 MB，產(chǎn)生干擾信號時長為0.2 s，地址增量

ΔA

為1，時鐘頻率

f

為20 MHz。

噪聲數(shù)據(jù)的仿真結(jié)果，如圖5所示，該數(shù)據(jù)由正態(tài)分布白噪聲經(jīng)過低通濾波器后得到，可以看到其仍然服從正態(tài)分布；干擾信號的仿真結(jié)果，如圖6 所示，干擾信號帶寬與噪聲數(shù)據(jù)帶寬相同，自相關(guān)值有多個峰值，說明讀出噪聲數(shù)據(jù)產(chǎn)生干擾信號時，噪聲數(shù)據(jù)被多次重復(fù)讀出。

圖5 噪聲數(shù)據(jù)、概率密度、頻譜和自相關(guān)值Fig.5 Data，probability density，spectrum and autocorrelation value of noise

圖6 當(dāng)ΔA=1, fck=20 MHz 時，干擾信號波形、頻譜和自相關(guān)值Fig.6 Wave form，spectrum and autocorrelation value of jamming signal when ΔA=1,fck=20 MHz

調(diào)整地址增量為

ΔA

=2，時鐘頻率

f

不變，干擾信號的仿真結(jié)果，如圖7 所示?？梢钥吹筋l譜展寬為原來的2倍，信號周期變?yōu)樵瓉淼?/2。

圖7 當(dāng)ΔA=2,fck=20 MHz 時，干擾信號波形、頻譜和自相關(guān)值Fig.7 Wave form，spectrum and autocorrelation value of jamming signal when ΔA=2,fck=20 MHz

調(diào)整時鐘頻率

f

為40 MHz，地址增量

ΔA

仍為1，干擾信號的仿真結(jié)果，如圖8 所示。可以看到頻譜展寬為原來的2倍，信號周期變?yōu)樵瓉淼?/2。

圖8 當(dāng)ΔA=1,fck=40 MHz 時，干擾信號波形、頻譜和自相關(guān)值Fig.8 Wave form，spectrum and autocorrelation value of jamming signal when ΔA=1,fck=40 MHz

3.2 偽隨機讀取法產(chǎn)生射頻噪聲干擾信號的仿真結(jié)果

仿真中設(shè)置存儲器容量為0.5 MB，輸出干擾信號時長為0.2 s，讀出噪聲數(shù)據(jù)時鐘頻率

f

和

f

相同，都為20 MHz，m序列產(chǎn)生器有20級移位寄存器，產(chǎn)生的m序列周期為2-1 ≈1 MB。

噪聲數(shù)據(jù)的仿真結(jié)果，如圖9所示，噪聲數(shù)據(jù)為正態(tài)分布白噪聲，頻譜均勻；干擾信號的仿真結(jié)果，如圖10所示，干擾信號帶寬為20 MHz，自相關(guān)峰值數(shù)與圖6中相同。

圖9 噪聲數(shù)據(jù)、概率密度、頻譜和自相關(guān)值Fig.9 Data，probability density,spectrum and autocorrelation value of noise

圖10 當(dāng)fread=fck=20 MHz 時，干擾信號波形、頻譜和自相關(guān)值Fig.10 Wave form，spectrum and autocorrelation value of jamming signal when fread=fck=20 MHz

調(diào)整

f

為

f

的1/2，即10 MHz，仿真結(jié)果，如圖11所示，干擾信號帶寬為10 MHz，即

f

2。

圖11 當(dāng)fread=fck/2=10 MHz 時，干擾信號波形、頻譜和自相關(guān)值Fig.11 Wave form，spectrum and autocorrelation value of jamming signal when fread=fck/2=10 MHz

調(diào)整

f

=

f

=40 MHz，仿真結(jié)果，如圖12所示。

圖12 當(dāng)fread=fck=40 MHz 時，干擾信號波形、頻譜和自相關(guān)值Fig.12 Wave form，spectrum and autocorrelation value of jamming signal when fread=fck=40 MHz

采用延長干擾信號周期的解決方案，設(shè)置存儲器容量為0.5 MB，干擾信號時長為0.2 s，

f

=

f

=20 MHz，m 序列產(chǎn)生器由7級移位寄存器構(gòu)成，產(chǎn)生的m序列周期為2-1=127。干擾信號的仿真結(jié)果，如圖13所示。從圖中可見，自相關(guān)值只有1個峰值，干擾信號周期延長。

圖13 延長周期后的干擾信號波形、頻譜和自相關(guān)值Fig.13 Wave form，spectrum and autocorrelation value of jamming signal after extending period

4 結(jié)束語

本文介紹了2種基于DJS的射頻噪聲干擾信號的產(chǎn)生方法；對于偽隨機讀取法，給出了其具體實施方案、帶寬調(diào)諧的方法，以及1種延長干擾信號周期的解決方案；從帶寬調(diào)諧、遮蓋性能、硬件實現(xiàn)系統(tǒng)復(fù)雜度等方面對這2 種方法進(jìn)行了分析和比較；通過仿真驗證了2種方法的可行性并分析了各自的特點。

本文的研究僅針對射頻噪聲干擾，并且只做了仿真研究，對于基于DJS 產(chǎn)生其他干擾樣式，以及具體的硬件實現(xiàn)等問題還有待于進(jìn)一步的研究。