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        雙閉環(huán)BOOST變換器系統(tǒng)模糊PID控制

        2021-08-19 04:10:08鄧孝祥張偉杰
        黑龍江電力 2021年3期
        關(guān)鍵詞:階躍電感電容

        鄧孝祥,劉 鈺,張偉杰

        (黑龍江科技大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院,哈爾濱 150022)

        0 引 言

        閉環(huán)控制系統(tǒng)的加入是為了提高電路的輸出精度和動態(tài)性能。采用不同的控制方法得出的控制性能會有所差別,所以控制方法的選取和使用對開關(guān)電源的性能影響很大。文獻(xiàn)[1]采用傳統(tǒng)PID控制策略,不能實(shí)時調(diào)節(jié)PID參數(shù),系統(tǒng)魯棒性不強(qiáng)。目前對開關(guān)電源的控制方法主要有兩種,即電壓型控制和電流型控制,文中在考慮兩種控制方法各自優(yōu)缺點(diǎn)的基礎(chǔ)上,把采樣的電感電流作為反饋量,構(gòu)建一種內(nèi)環(huán)輸入電流外環(huán)輸出電壓的雙閉環(huán)控制方法,以TMS320F28335作為控制核心,搭建一套利用模糊PID控制的電流電壓雙閉環(huán)BOOST變換器的硬件電路,驗(yàn)證所提出控制策略的可行性和有效性。

        1 模糊PID控制策略

        在現(xiàn)代化生產(chǎn)生活中,人們對控制器進(jìn)行優(yōu)化時會利用以往工作中積累的豐富經(jīng)驗(yàn)和深厚的理論知識,人為手動調(diào)節(jié)控制參數(shù)。把實(shí)踐和工作中積累的豐富經(jīng)驗(yàn)融合到控制器中是模糊控制的本質(zhì)。模糊PID控制器通過實(shí)時自動調(diào)整和修正比例、積分和微分三個參數(shù)對系統(tǒng)進(jìn)行實(shí)時調(diào)節(jié),它既具有模糊控制的快速調(diào)節(jié)、適應(yīng)性強(qiáng)的優(yōu)點(diǎn),又具有傳統(tǒng)PID控制精度高的優(yōu)點(diǎn)。因此,通過模糊PID控制對系統(tǒng)PID參數(shù)進(jìn)行在線調(diào)節(jié)修正,使閉環(huán)調(diào)節(jié)系統(tǒng)能夠快速、穩(wěn)定地調(diào)節(jié),提高系統(tǒng)魯棒性[2]。

        2 BOOST變換器參數(shù)設(shè)計

        2.1 濾波電感參數(shù)設(shè)定

        BOOST變換器作為常用的DC/DC變換器之一,其拓?fù)淙鐖D1所示。

        圖1 BOOST變化器拓?fù)鋱D

        其中:Ui為BOOST變換器的輸入電壓;Uo為BOOST變換器的輸出電壓;Q為半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管MOSFET;二極管D防止能量回灌;L為儲能電感;C為輸出濾波電容;R為等效負(fù)載;iL為電感電流。

        文中擬設(shè)計一種工作在連續(xù)模式下的BOOST變換器,其技術(shù)指標(biāo)見表1。

        表1 BOOST變換器技術(shù)指標(biāo)

        BOOST變換器電路工作于CCM模式由伏秒積平衡可得到電感量Lmin,如式1所示。

        (1)

        式中:v0為輸出電壓,D為占空比,I0為輸出電流,f為開關(guān)頻率,L為電感量。

        2.2 輸出電容參數(shù)設(shè)定

        將各參數(shù)帶入式(1)進(jìn)行計算,得Lmin=41.67 μH,為了保證電感電流連續(xù),電感值L應(yīng)該保證L≥1.3Lmin,同時滿足電流紋波要求,故L取1.2 mH。由于輸出濾波電容以及濾波電容中的等效內(nèi)阻ESR的存在,輸出電壓將存在脈動分量,忽略輸出電容中等效電感分量,結(jié)合最大輸出紋波和最大電壓下垂量、超調(diào)量,通過式(2)可算出濾波電容的最小值Cmin。

        同時,回歸的F值為35.22,P值為0.0007,遠(yuǎn)小于1%。由此可見,多元線性回歸通過F檢驗(yàn),即營銷費(fèi)用和研發(fā)費(fèi)用對主營業(yè)務(wù)利潤的影響顯著。

        (2)

        式中:Dmax為最大占空比;C為電容值;ΔU電壓波動值;f為開關(guān)頻率。

        將各參數(shù)帶入式(2)進(jìn)行計算,得Cmin=579 μF。但在實(shí)際工程領(lǐng)域,輸出電容需要考慮裕量,故選取濾波電容為630 μF。

        3 模糊PID控制器設(shè)計

        由圖2可知,模糊PID控制器主要由模糊控制器與PID控制器兩部分組合而成,通過將被控對象輸出與給定之間的誤差e及誤差變化率ec作為模糊控制器的輸入,通過設(shè)定的模糊規(guī)則,基于輸入量,進(jìn)行模糊推理,得出PID控制器的參數(shù)Kp、Ki和Kd整定量[3],從而對Kp、Ki和Kd進(jìn)行修正,使被控對象保持在良好的動、靜態(tài)穩(wěn)定狀態(tài)運(yùn)行[4]。

        圖2 模糊PID控制系統(tǒng)方框圖

        模糊控制器主要由模糊化,模糊推理,去模糊化三個模塊組成[5]。如圖3所示。其中e*為誤差模糊集;ec*為誤差變化率模糊集;ΔKp、ΔKi、和ΔKd為控制器輸出的整定量。

        圖3 模糊控制器原理圖

        3.1 論域及隸屬度函數(shù)

        因?yàn)檩敵鲭妷簽?20 V,可設(shè)定誤差e的論域?yàn)閇-120,120]。誤差變化率ec的論域設(shè)定為[-5000,5000]。模糊子集設(shè)定為{NB,NS,Z,PS,PB}分別代表{負(fù)大,負(fù)小,零,正小,正大}[6]。對于e與ec,設(shè)定fgaussm函數(shù)和ftrim函數(shù)相結(jié)合的隸屬度函數(shù)[7]。當(dāng)誤差e或誤差變化率ec過大時,采用fgaussm函數(shù),誤差e或誤差變化率ec較小時用ftrim函數(shù)。

        3.2 制定規(guī)則庫

        模糊PID控制的實(shí)質(zhì)就是使系數(shù)Kp、Ki和Kd隨著誤差e和誤差變化率ec的變化而自行變化。為了實(shí)現(xiàn)這一目的,對于采集并計算出的e與ec,為了能得出它們各所占的隸屬度,通過建立模糊規(guī)則表,并根據(jù)模糊規(guī)則表找出輸出值所對應(yīng)的隸屬度,從而能得出Kp、Ki和Kd的整定數(shù)值[8]。

        當(dāng)e的值較大時,為了盡快消除偏差,加快系統(tǒng)的過渡過程,提高響應(yīng)速度,減小超調(diào)量;當(dāng)e的值較小時,為了防止系統(tǒng)超調(diào),則以提高系統(tǒng)穩(wěn)定性為主。根據(jù)控制經(jīng)驗(yàn)和實(shí)驗(yàn)結(jié)果,結(jié)合相關(guān)文獻(xiàn),制定出ΔKp、ΔKi和ΔKd的模糊規(guī)則表,分別如下表2、表3、表4所示。

        表2 ΔKp的模糊控制規(guī)則表

        表3 ΔKi的模糊控制規(guī)則表

        表4 ΔKd的模糊控制規(guī)則表

        該文模糊推理的執(zhí)行采用馬丹尼型算法,去模糊采用重心(面積中心法)得到精確值。由模糊控制器輸出的整定數(shù)值ΔKp、ΔKi和ΔKd通過根據(jù)輸出量實(shí)時更新Kp、Ki和Kd的參數(shù)值。

        4 實(shí)驗(yàn)設(shè)計

        4.1 硬件系統(tǒng)平臺

        BOOST變換器控制系統(tǒng)圖如圖4所示。采用TMS320F28335作為主控制芯片,其中包括BOOST主電路,輔助電源電路,驅(qū)動電路,采樣電路。DSP控制芯片主要使用了ADC模塊對電壓電流信號高頻采樣,PWM模塊進(jìn)行開關(guān)頻率設(shè)置及對開關(guān)管占空比的修正。

        圖4 BOOST變換器控制系統(tǒng)圖

        4.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

        4.2.1 階躍啟動

        空載情況下,在輸入電壓60 V時,傳統(tǒng)PID控制器和模糊PID控制的階躍啟動波形如圖5、圖6所示。測得兩種控制方式下空載階躍啟動時的數(shù)據(jù)如下表5所示。階躍啟動時,由于模糊PID控制可在線實(shí)時整定PID參數(shù),從而明顯可從圖中看出模糊PID控制器減小了超調(diào)量和恢復(fù)時間,系統(tǒng)魯棒性較強(qiáng),可知模糊PID算法在階躍啟動情況下對系統(tǒng)性能有改善。

        圖5 傳統(tǒng)PID控制器輸出電壓波形

        圖6 模糊PID控制器輸出電壓波形

        表5 空載階躍啟動時兩種控制方式實(shí)測數(shù)據(jù)表

        4.2.2 動態(tài)性能

        帶載情況下,突加負(fù)載,當(dāng)負(fù)載從60 Ω到30 Ω調(diào)整時,傳統(tǒng)PID控制器與模糊控制器波形如圖7、圖8所示。測得兩種控制方式下突加負(fù)載時的數(shù)據(jù)如表6所示。當(dāng)負(fù)載擾動引起工作點(diǎn)變化并導(dǎo)致系統(tǒng)模型及其頻率特性改變時,傳統(tǒng)PID控制器由于固定的參數(shù)無法對擾動做出相應(yīng)調(diào)整,導(dǎo)致輸出電壓波動較大,恢復(fù)時間較長,系統(tǒng)動態(tài)性能較差。而采用模糊PID控制器時輸出電壓波動較小,恢復(fù)時間也更短,因此采用模糊PID控制系統(tǒng)的動態(tài)性能更好。

        圖7 傳統(tǒng)PID控制器加載輸出電壓波形

        圖8 模糊PID控制器加載輸出電壓波形

        表6 突加負(fù)載時兩種控制方式實(shí)測數(shù)據(jù)

        4.2.3 輸入電壓擾動實(shí)驗(yàn)

        在穩(wěn)態(tài)條件下將輸入電壓從60 V突增到80 V,傳統(tǒng)PID控制器與模糊PID控制器的輸出電壓波形如圖9、圖10所示。測得兩種控制方式下輸入電壓突增時的數(shù)據(jù)如下表7所示。傳統(tǒng)PID控制器由于PID參數(shù)固定,系統(tǒng)動態(tài)穩(wěn)定性較差在輸入電壓突增的情況下輸出電壓波動較大,響應(yīng)速度較慢,恢復(fù)到額定輸出電壓的時間也較長。模糊PID控制由于可自整定參數(shù),控制精度較高,輸出電壓的波動,恢復(fù)時間和動態(tài)壓降等都有明顯減小,系統(tǒng)的動態(tài)性能較高。

        圖9 傳統(tǒng)PID控制器輸出電壓波形

        圖10 模糊PID控制器輸出電壓波形

        表7 輸入電壓突增時兩種控制方式實(shí)測數(shù)據(jù)

        5 結(jié) 論

        該文提出的BOOST變換器雙閉環(huán)模糊PID控制器具有自適應(yīng)能力,有效克服了傳統(tǒng)PID控制器動態(tài)性能差、不能實(shí)時在線調(diào)整和修正控制參數(shù)和人工整定經(jīng)驗(yàn)不足等弊端。通過兩種控制方式下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果對比,表明當(dāng)BOOST變換器控制系統(tǒng)的相關(guān)參數(shù)和負(fù)載出現(xiàn)擾動時,文中采用模糊PID控制的系統(tǒng)輸出電壓相較于傳統(tǒng)PID的動態(tài)穩(wěn)定性更好,有效克服了傳統(tǒng)PID控制動態(tài)壓降大和恢復(fù)時間長的缺點(diǎn),具有適應(yīng)性強(qiáng)、動態(tài)響應(yīng)快和調(diào)節(jié)效果好的優(yōu)點(diǎn)。

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