余昆， 薛卜， 顧昉淵， 阮文俊

(1. 河海大學(xué)能源與電氣學(xué)院,江蘇 南京 211100；2. 江蘇省配用電與能效工程技術(shù)研究中心,江蘇 南京 211100；3. 國網(wǎng)江蘇省電力有限公司，江蘇 南京 210024)

0 引言

船舶停港期間利用岸電系統(tǒng)替代柴油發(fā)電機繼續(xù)供電可減少廢氣排放，有助于保護環(huán)境。目前，對于應(yīng)用于岸電系統(tǒng)的模塊化多電平變換器(modular multilevel converter,MMC)，亟需建立其相關(guān)溫升模型來驗證溫升控制技術(shù)的有效性，需要針對岸電系統(tǒng)這種工程領(lǐng)域展開基于損耗所建立溫升模型的研究。文中得出的損耗模型和溫升模型可以檢驗溫升抑制措施的有效性，從而選擇合理的溫升抑制措施應(yīng)用在岸電系統(tǒng)中。岸電系統(tǒng)的溫度控制不僅僅是選用一個調(diào)制方式，后續(xù)研究工作可以在文中研究的基礎(chǔ)上展開，提出合理且有效的溫升抑制措施，從而促進(jìn)岸電系統(tǒng)的穩(wěn)定運行。

載波移相(carrier phase shift,CPS)和最近電平逼近(near level modulation,NLM)2種調(diào)制策略均可應(yīng)用于MMC中[1—3]。由于調(diào)制方式不同，上述2種調(diào)制作用下的開關(guān)器件損耗不同，系統(tǒng)溫升也有差異，最終對MMC整流器的運行可靠性產(chǎn)生不同影響[4]。

專家和學(xué)者們已對電力電子開關(guān)器件運行時的溫升進(jìn)行了研究，旨在尋找盡可能降低溫升的方法。文獻(xiàn)[5—7]基于電力電子器件損耗研究了溫升，并從開關(guān)器件散熱器材料的角度進(jìn)一步分析了影響散熱的原因，但僅基于兩電平變換器，未涉及MMC結(jié)構(gòu)。文獻(xiàn)[8]研究了變流器在整流和逆變2種狀態(tài)下的溫升情況，分析了水冷條件下開關(guān)器件的溫升分布，但只分析了2種不同運行方式下開關(guān)器件溫升的差異，沒有研究調(diào)制方式對溫升的影響。文獻(xiàn)[9]分析了MMC變流器損耗與溫升的關(guān)系，利用電熱轉(zhuǎn)化原理，給出了電力電子器件的瞬態(tài)溫升模型，但沒有給出開關(guān)器件的損耗計算和分析模型。文獻(xiàn)[10—11]從絕緣柵雙極型晶體管(in su la ted gate bipolar transistor，IGBT)散熱片與外環(huán)境熱交換優(yōu)化的角度研究了減少IGBT溫升的方法，并基于系統(tǒng)成本、散熱效率、系統(tǒng)壽命等多目標(biāo)綜合優(yōu)化，設(shè)計了一種IGBT散熱優(yōu)化方案，但未考慮如何通過調(diào)制降低IGBT損耗和溫升，以及不同調(diào)制方式對開關(guān)器件損耗的影響。

為此，文中研究CPS調(diào)制與NLM調(diào)制對半橋型MMC整流器中開關(guān)器件損耗和溫升的影響。在給出MMC整流器拓?fù)涞幕A(chǔ)上，分析2種調(diào)制方式的工作原理，建立IGBT和反并聯(lián)二極管的損耗模型和表達(dá)式；結(jié)合實際IGBT模塊的參數(shù)和電熱轉(zhuǎn)化原理，得到開關(guān)器件損耗與溫升的數(shù)學(xué)關(guān)系。

1 半橋型MMC整流器開關(guān)器件工作原理

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

半橋子模塊的MMC整流器拓?fù)淙鐖D1所示，每相包括上、下2個橋臂，單個橋臂上由n個子模塊和1個抑制環(huán)流的緩沖電感直接串聯(lián)構(gòu)成。故總子模塊數(shù)為N，即N=2n[12]。

圖1 MMC整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of MMC rectifier

其子模塊的結(jié)構(gòu)如圖1中的放大部分所示，子模塊電容CSM用以支撐直流側(cè)電壓，通過端子A和端子B構(gòu)成的端口，子模塊可與主電路連接。

通過對子模塊中上管S1和下管S2的控制，可將子模塊分為3種運行狀態(tài)。

(1) 投入狀態(tài)：S1開通、S2關(guān)斷時，電容投入主電路；

(2) 切除狀態(tài)：S1關(guān)斷、S2開通時，電容被旁路；

(3) 閉鎖狀態(tài)：S1和S2都關(guān)斷。

閉鎖狀態(tài)只在整流器故障或者啟動時出現(xiàn)。在不考慮閉鎖狀態(tài)的情況下，子模塊只在投入和切除狀態(tài)之間切換，子模塊上、下2個橋臂作互補的通斷狀態(tài)[13]。

對于MMC整流器，每相上、下2個橋臂構(gòu)成一個相單元，由于每個子模塊中的電容電壓為恒定值，可通過控制上、下橋臂在每個時刻投入子模塊的數(shù)量進(jìn)而控制每相的輸出電壓，通常上、下橋臂投入的子模塊數(shù)量之和為定值。例如：在任一時刻，對于A相來說，上橋臂投入子模塊數(shù)為npa，下橋臂投入子模塊數(shù)為nna，有：

npa+nna=na

(1)

式中：na為A相任一時刻上、下橋臂投入子模塊數(shù)之和，一般為一個相單元總模塊數(shù)的一半，即na=n[14]。

1.2 調(diào)制方式

MMC整流器通過控制子模塊的投入和切除，使MMC型整流器輸出直流電壓，通常采用CPS調(diào)制和NLM調(diào)制2種方式。

1.2.1 CPS調(diào)制

CPS調(diào)制具有等效開關(guān)頻率高、諧波特性好、控制相對簡潔等特點。由于每相橋臂上投入運行的子模塊數(shù)量為n，故采用n組三角載波，每相載波之間的移相角為θ=2π/n。將n組三角載波分別與同一個調(diào)制波進(jìn)行比較后得到n個PWM調(diào)制信號[15]，單獨子模塊的調(diào)制方式為雙極型SPWM調(diào)制[16—17]。

令：

(2)

式中：VT為載波幅值；VP為調(diào)制波幅值；Udc為直流側(cè)電壓；Us為交流側(cè)電壓。

可得電壓調(diào)制比M為：

(3)

可推導(dǎo)出在同一個子模塊中，S1，S2中IGBT的占空比函數(shù)分別為：

(4)

式中：D1，D2分別為S1和S2的占空比；ω為實際電流的角頻率。

對于同一組IGBT和續(xù)流二級管而言，IGBT的導(dǎo)通時間與反并聯(lián)二極管的導(dǎo)通時間互補，所以同一組IGBT的占空比和續(xù)流二級管的占空比也互補。

1.2.2 NLM調(diào)制

NLM調(diào)制的本質(zhì)是任意時刻投入的若干數(shù)量子模塊疊加的方波盡可能逼近于調(diào)制波[18]。假設(shè)單相上、下橋臂投入子模塊數(shù)量分別為np，nn，VC為一個子模塊的電容電壓，則當(dāng)前時刻的電壓幅值為(np-nn)VC。

對于這種調(diào)制方式中的占空比D，可以通過式(5)求得：

D=ton/T

(5)

式中：ton為開關(guān)管的導(dǎo)通時間；T為載波周期。

2 半橋型MMC整流器的溫升模型

2.1 損耗模型

開關(guān)管IGBT和反并聯(lián)二極管所產(chǎn)生的通態(tài)和開關(guān)損耗是MMC整流器的主要損耗，調(diào)制方式所產(chǎn)生的電流諧波引起的損耗較小，故建立損耗模型時不考慮諧波電流及其他因素所產(chǎn)生損耗的影響，在一定程度上簡化整流器的損耗模型，便于后續(xù)溫升模型的搭建和計算。

忽略電感損耗，MMC整流器的損耗主要包括主電路損耗和輔助電路損耗[19]。主電路損耗包括IGBT模塊損耗和子模塊電容損耗；輔助電路損耗包括門極驅(qū)動損耗和緩沖電路損耗，其中IGBT模塊損耗占主導(dǎo)[20]。故文中主要對IGBT模塊損耗進(jìn)行研究，并分為IGBT及其反并聯(lián)二極管損耗。

2.1.1 IGBT的損耗

IGBT的功率損耗包含通態(tài)損耗PSS，開通損耗PSW(on)，關(guān)斷損耗PSW(off)(開關(guān)損耗PSW為開通損耗與關(guān)斷損耗之和)和截止損耗4個部分，其中IGBT的截止損耗很小可忽略。

(1) 通態(tài)損耗[21]。在MMC子模塊SM中，利用IGBT通態(tài)損耗的計算公式，可得S1中的單個IGBT通態(tài)損耗PSS1為：

(6)

式中：vCE為IGBT的集-射極電壓；iC為集電極電流。vCE和iC之間的典型曲線如圖2所示。

圖2 IGBT輸出特性Fig.2 Output characteristic of IGBT

由圖2可知，vCE和iC是非線性關(guān)系，為了便于分析計算，將對其進(jìn)行線性擬合，可得到：

vCE(t)=VCE0+rCEiC(t)

(7)

式中：VCE0為集-射極通態(tài)等效門檻電壓；rCE為IGBT的通態(tài)等效電阻，可從輸出特性曲線中獲得。

采用CPS時，假設(shè)電流iC(t)=Issinωt，可得：

(8)

式中：Is為實際通過電流的幅值。

同理可得，S2的通態(tài)損耗為：

(9)

采用NLM時，假設(shè)電流iC(t)=Issinωt，可得：

(10)

(11)

無論采用CPS或NLM，單個SM模塊的IGBT通態(tài)損耗都可以表示為：

PSS=PSS1+PSS2

(12)

(2) 開關(guān)損耗[21]。假設(shè)IGBT的開關(guān)頻率為fSW，半個周期內(nèi)開通和關(guān)斷的次數(shù)總和為nSW，開通次數(shù)為nSW/2。單個IGBT的開關(guān)損耗PSW為：

(13)

式中：ESW(on)為IGBT開通一次損耗的能量；ESW(off)為IGBT關(guān)斷一次損耗的能量；IsN為額定的工作電流；UdcN為額定的直流側(cè)電壓；fo為基波頻率。

開關(guān)頻率存在如式(14)所示的關(guān)系：

nSW=fSW/fo

(14)

結(jié)合式(13)與式(14)，可得：

(15)

2.1.2 反并聯(lián)二極管的損耗

二極管的功率損耗包含二極管的通態(tài)損耗PDC，開通損耗PDiode(on)，反向恢復(fù)損耗PDiode(off)(開關(guān)損耗Prr為開通損耗與反向恢復(fù)損耗之和)和截止損耗4個部分，其中二極管的截止損耗和開通損耗很小，可以忽略不計。

(1) 通態(tài)損耗[21]。MMC子模塊SM中，S1的反并聯(lián)二極管通態(tài)損耗PDC1為：

(16)

式中：vF為反并聯(lián)二極管正向壓降；iF為反并聯(lián)二極管正向電流。

vF和iF是非線性關(guān)系，其典型曲線與IGBT的輸出特性類似，對其線性擬合可得：

vF(t)=VF0+rFiF(t)

(17)

式中：VF0為反并聯(lián)二極管的門檻電壓；rF為通態(tài)等效電阻，可從輸出特性曲線中獲得。

采用CPS時，假設(shè)iF(t)=iC(t)=Issinωt，可得：

(18)

同理可得，S2的反并聯(lián)二極管通態(tài)損耗為：

(19)

采用NLM時，假設(shè)iF(t)=iC(t)=Issinωt，可得：

(20)

(21)

無論采用CPS或NLM，單個SM模塊的反并聯(lián)二極管通態(tài)損耗都可以表示為：

PDC=PDC1+PDC2

(22)

(2) 開關(guān)損耗[21]。二極管的開通損耗可以忽略不計，僅計算其關(guān)斷損耗。反并聯(lián)二極管的開關(guān)損耗Prr為：

(23)

式中：EDiode(off)P為反并聯(lián)關(guān)斷一次損耗的能量。

經(jīng)過簡化，可得：

(24)

2.2 溫升分析模型

在上文建立的各類損耗模型基礎(chǔ)上，獲得IGBT和反并聯(lián)二極管各自總的損耗，結(jié)合電熱轉(zhuǎn)換原理進(jìn)一步搭建MMC整流器的溫升分析模型，確立開關(guān)損耗與溫升的數(shù)學(xué)關(guān)系式，有助于后續(xù)研究不同調(diào)制方式下的溫升情況。

對于一個應(yīng)用于工程實際的IGBT模塊成品，其內(nèi)部結(jié)構(gòu)是確定的。文中所研究的模塊結(jié)構(gòu)由2個IGBT開關(guān)組串聯(lián)而成，對應(yīng)了MMC整流器中的一個SM子模塊，其結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 IGBT模塊內(nèi)部接線Fig.3 The internal circuit of IGBT-module

單個IGBT模塊的溫升模型如圖4所示[22—23]，對于同一個IGBT模塊中的2種開關(guān)器件而言，IGBT的硅片和反并聯(lián)二極管的硅片分別通過不同的材料連接至外殼，再連接至散熱器上。

圖4 IGBT模塊溫升分析模型Fig.4 Temperature rise analysis model of IGBT-module

圖4中，RJC_IGBT為IGBT硅片與外殼之間的熱阻；RJC_FWD為反并聯(lián)二極管硅片與外殼之間的熱阻；RCS為外殼與散熱器之間的熱阻；RSA為散熱器與外環(huán)境之間的熱阻。

熱阻與功率損耗之間的關(guān)系可以通過溫升來反映：

R=ΔT/P

(25)

式中：R為熱阻；P為功率損耗；ΔT為溫升。利用電氣量來進(jìn)行類比，則可得：熱阻類比于電阻，溫升類比于電位差，損耗類比于電流。

利用圖4和式(25)可得等效熱阻電路如圖5所示。

圖5 IGBT模塊等效熱阻電路Fig.5 Equivalent thermal resistance circuit of IGBT-module

圖5中，Ploss_IGBT，Ploss_FWD分別為IGBT和反并聯(lián)二極管的損耗；TJ_IGBT，TJ_FWD分別為IGBT和反并聯(lián)二極管的結(jié)溫；TC，TS，TA分別為IGBT模塊外殼、IGBT散熱器和外環(huán)境的溫度；RCA為模塊外殼與外環(huán)境之間的熱阻。由于RCA遠(yuǎn)大于RCS，即開關(guān)器件散熱方式主要是通過設(shè)備中的散熱器向外散熱[24]，因此，在等效電路中，RCA與RCS、RSA并聯(lián)時，可以被視為開路。由此可以將圖5簡化為圖6。

圖6 簡化等效熱阻電路Fig.6 Simplified equivalent thermal resistance circuit of IGBT-module

由圖6和式(25)可得各個節(jié)點處的溫度為：

(26)

對于同一個IGBT模塊中的2種開關(guān)器件的損耗，有如下關(guān)系：

(27)

由于外環(huán)境的初始溫度為已知，利用式(26)求出TJ_IGBT和TJ_FWD的溫度，便可求得IGBT和反并聯(lián)二極管的溫升。

3 仿真分析

3.1 仿真參數(shù)和模型搭建

仿真采用三相半橋型MMC結(jié)構(gòu)的整流器，每相上、下橋臂各24個SM子模塊串聯(lián)，IGBT模塊為Infineon型FF450R17ME4模塊，參數(shù)如表1所示。IGBT模塊的熱阻參數(shù)如表2所示。MMC整流器的實際運行參數(shù)如表3所示。

表1 IGBT模塊參數(shù)Table 1 Parameters of IGBT-module

表2 IGBT模塊熱阻參數(shù)表Table 2 Thermal resistances of IGBT-module

表3 MMC整流器運行參數(shù)表Table 3 Operation parameters of MMC rectifier

根據(jù)仿真參數(shù)在Matlab中搭建仿真模型，所搭建的CPS調(diào)制下的仿真模型圖外部封裝如圖7所示，內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖8所示，NLM調(diào)制下的仿真模型搭建與此類似。

圖7 CPS調(diào)制下仿真模型的外部封裝Fig.7 The external package of the simulation model under CPS modulation

圖8 CPS調(diào)制下仿真模型的內(nèi)部結(jié)構(gòu)Fig.8 The internal structure of the simulation model under CPS modulation

3.2 仿真結(jié)果對比

根據(jù)建立的開關(guān)損耗模型可知，開關(guān)損耗會受到調(diào)制方式的影響。文中建立開關(guān)損耗和溫升的數(shù)學(xué)關(guān)系，故調(diào)制方式的不同會間接影響溫升情況。分別對采用CPS和NLM的半橋型MMC整流器的每個橋臂子模塊溫升進(jìn)行對比分析。

3.2.1 采用載波移相調(diào)制

(28)

結(jié)合式(28)和式(26)可得：

(29)

式中：ΔTJ_IGBT，ΔTJ_FWD分別為IGBT和反并聯(lián)二極管的損耗溫差。

3.2.2 采用最近電平逼近調(diào)制

在采用最近電平逼近調(diào)制時，結(jié)合式(12)、式(15)和式(27)可得Ploss_IGBT，結(jié)合式(22)、式(24)和式(27)可得Ploss_FWD，通過計算單個SM子模塊的開關(guān)器件損耗與實際電流和電壓之間的關(guān)系為：

(30)

結(jié)合式(30)和式(26)可得：

(31)

3.2.3 結(jié)果對比

基于已建立的開關(guān)損耗和溫升模型，代入?yún)?shù)計算開關(guān)器件損耗和溫升與實際電流與電壓之間的關(guān)系。通過在Matlab中仿真得出采用2種調(diào)制方式后的溫升與實際電壓電流的關(guān)系分別如圖9和圖10所示，圖9為IGBT的溫升，圖10為反并聯(lián)二極管的溫升。

圖9 不同電壓電流下IGBT溫升Fig.9 Temperature rise of IGBT with different voltages and currents

圖10 不同電壓電流下反并聯(lián)二極管溫升Fig.10 Temperature rise of FWD with different voltages and currents

可以看出，相對NLM，CPS調(diào)制下的IGBT和反并聯(lián)二極管溫升均較低，故CPS調(diào)制更適用于文中所述MMC工程樣機。

將表3中MMC工程樣機的實際工作條件代入式(29)和式(31)，分別得到CPS和NLM調(diào)制下實際的開關(guān)器件損耗結(jié)果，如表4所示。CPS調(diào)制下的IGBT和反并聯(lián)二極管的溫升與NLM調(diào)制相比均較低，與上述結(jié)論一致，驗證了所建立的開關(guān)器件損耗和溫升模型的正確性。

表4 開關(guān)器件溫升情況表Table 4 Temperature rise of electronic power switches

4 結(jié)語

文中通過對半橋型MMC整流器的開關(guān)器件進(jìn)行分析，提出了電力電子開關(guān)器件損耗模型，并將該模型與電熱轉(zhuǎn)換的原理相結(jié)合建立了開關(guān)器件的溫升模型?；诮⒌臏厣Ｐ停抡娣治龊蛯Ρ攘薈PS和NLM 2種調(diào)制方法所導(dǎo)致的溫升情況。結(jié)果表明，相對于NLM，CPS調(diào)制時的IGBT和反并聯(lián)二極管溫升更低，同時根據(jù)工程樣機的實際數(shù)據(jù)驗證了模型的正確性?？紤]實際工程應(yīng)用條件的復(fù)雜性，可參考選用CPS調(diào)制來抑制MMC整流器的溫升。然而溫升的抑制不僅僅局限于調(diào)制方式的選擇，文中建立的開關(guān)器件損耗及溫升模型可用于驗證后續(xù)研究相關(guān)溫升抑制措施的可行性及有效性。