張智鋒，程 通，姜 文，徐鵬達,黃桂樹

(1.中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081；2.西安電子科技大學 天線與微波技術(shù)重點實驗室，陜西 西安 710071；3.吉林省交通運輸綜合行政執(zhí)法局，吉林 長春 130022)

0 引言

近年來，隨著無線通信技術(shù)的發(fā)展，能夠提供更多數(shù)據(jù)容量的雙波束天線受到了極大的關(guān)注和研究。如采用雙波束天線替代傳統(tǒng)的單波束天線可解決現(xiàn)有基站有業(yè)務(wù)需求但該區(qū)域無法擴容的問題[1]。在用戶高密度的區(qū)域，蜂窩系統(tǒng)中使用雙波束天線可以簡化基站天線塔上天線的安裝需求，減少天線數(shù)目并降低成本[2]。利用波束合成方法實現(xiàn)的雙波束天線可以提高衛(wèi)星導航系統(tǒng)的抗干擾能力[3]。此外，利用雙波束多輸入多輸出(MIMO)天線，可提供更好的空間分集和信號增益[4]，而對于提高鏈路質(zhì)量和增加系統(tǒng)通信容量而言，收發(fā)兩端采用雙波束天線也是一種非常有前景的解決方案[5]。因此，雙波束天線在諸如蜂窩移動通信、基站網(wǎng)絡(luò)、衛(wèi)星通信和導航系統(tǒng)的現(xiàn)代電子系統(tǒng)中起著重要的作用。

在過去的十幾年中，已經(jīng)采用了不同的技術(shù)方法來設(shè)計雙波束天線。一種傳統(tǒng)的產(chǎn)生雙波束的方法是利用相控陣天線，文獻[6]提出了一種具有復雜微帶線和接地共面波導交叉饋電網(wǎng)絡(luò)的雙波束八單元陣列天線，該陣列通過激勵不同的輸入端口實現(xiàn)相對于鏡面對稱的2個波束。但是，這種由大量單元組成的天線需要大量的T /R元件，并且需要復雜的饋電網(wǎng)絡(luò)以保證正常工作，給天線設(shè)計帶來了困難，并降低了天線陣列的性能。另一種方法是使用漏波天線生成雙波束輻射特性[7-10]。例如，文獻[7]提出了基于超級單元(SC)概念的雙波束漏波天線，但是，漏波天線的缺點是波束方向隨頻率變化。另外，激發(fā)TM02高階模式的貼片天線也是產(chǎn)生雙波束的常用方法，文獻[11]提出了一種帶U形縫隙的寬帶雙波束微帶天線，雙波束通過貼片天線的TM02模式實現(xiàn)，但2個波束的輻射性能無法保持一致。文獻[12]提出了一種在TM02模式下工作的使用十字形探頭來實現(xiàn)雙波束的貼片天線，但是雙層結(jié)構(gòu)增加了制造難度。使用新型人工材料也可以幫助產(chǎn)生雙波束[13-15]。在領(lǐng)結(jié)型天線的端射方向引入高折射率H型諧振器的陣列，可以實現(xiàn)雙波束輻射[13]，加載有折射率近似為0的雙開口環(huán)諧振器(DSRR)結(jié)構(gòu)的天線也可以產(chǎn)生雙波束方向圖[14]，但是過大的尺寸限制了其應(yīng)用。

本文提出了一種基于基片集成波導的雙波束背腔縫隙天線。利用同軸內(nèi)芯經(jīng)由電感窗實現(xiàn)了對4個子腔體的激勵，簡化了饋電結(jié)構(gòu)，金屬化通孔的加載拓展了天線的阻抗帶寬，輻射縫隙的位置和幾何形狀使天線在工作帶寬內(nèi)具有穩(wěn)定的雙波束輻射性能和平穩(wěn)的增益。

1 天線設(shè)計

雙波束基片集成波導背腔縫隙天線的幾何結(jié)構(gòu)示意如圖1所示。天線結(jié)構(gòu)完全建立在單層F4BM-2基板上，該基板的介電常數(shù)εr=2.2，損耗角正切tanδ=0.000 7，基板厚度h=1.5 mm，整體尺寸為20 mm×20 mm。天線由4個緊密相連的子腔體組成，每個子腔體與相鄰的2個子腔體之間共享金屬化通孔陣列，使天線保持了緊湊的結(jié)構(gòu)。子腔體的上表面蝕刻了橢圓形縫隙以用于電磁波的輻射，并在遠區(qū)場形成雙波束輻射特性。通過優(yōu)化通孔的直徑(D)和間距(S)，可以滿足D/S≥0.5和D/λ0≤0.1(λ0是16 GHz對應(yīng)的自由空間波長)的條件，以確保最小的能量損耗。同軸探頭作為饋電單元放置在天線結(jié)構(gòu)的中間，4個子腔體通過電感窗接收來自同軸探頭饋送的能量，從而產(chǎn)生雙波束輻射性能。

圖1 所提出天線的幾何形狀Fig.1 Geometry of the proposed antenna

應(yīng)當特別注意的是，為了產(chǎn)生2個波束，相鄰的縫隙相對于由中間的金屬化通孔陣列構(gòu)成的電壁結(jié)構(gòu)鏡像對稱，而不是隔開固定的距離。橢圓形縫隙的長軸長度(l2)約為λg/2(λg是16 GHz處的波導波長)。天線的參數(shù)值如表1所示。

表1 天線的尺寸Tab.1 Dimensions of the proposed antenna 單位:mm

為了更好地解釋所提出天線的工作原理，本文通過適當?shù)睦碚摲治龊蛥?shù)研究對阻抗帶寬和輻射性能進行了分析。其中，額外的金屬化通孔會影響阻抗帶寬，并且縫隙的位置也會影響所提出天線的雙波束性能。

2 工作原理

2.1 阻抗分析

圖2和圖3展示了有無附加金屬化通孔情況下的天線的輸入阻抗和反射系數(shù)仿真結(jié)構(gòu)。當沒有附加金屬化通孔時，滿足|S11|≤-10 dB條件的天線的阻抗帶寬為15.5～17.5 GHz，并且輸入電抗(輸入阻抗的虛部)在較低頻率下呈現(xiàn)容性。為了展寬天線的阻抗帶寬，將具有電感特性的金屬化通孔嵌入到輻射縫隙的幾何中心位置處，以補償較低頻率下輸入阻抗的過大電容電抗。圖2所示的仿真結(jié)果還表明，當加載金屬化通孔時，輸入電阻在工作頻段內(nèi)變化更為平穩(wěn)且集中在50 Ω阻抗值附近。

圖2 提出的有無通孔的天線的輸入阻抗仿真結(jié)果Fig.2 Simulation results of the input impedance of the antenna with/without through holes

反射系數(shù)隨附加金屬化通孔的數(shù)量變化的仿真結(jié)果如圖3所示?？梢钥闯?，加載的金屬化通孔對低頻的阻抗匹配特性產(chǎn)生了明顯的影響，相比較沒有附加金屬化通孔時，在加載一個金屬化通孔的情況下，-10 dB阻抗帶寬從15.5～17.5 GHz展寬至15～17.5 GHz，低頻諧振頻點向低頻偏移，且高頻匹配特性得到進一步地改善。當繼續(xù)增加金屬化通孔的數(shù)量時，高頻諧振特性不變，但低頻性能得以惡化。因此，針對本文提出的天線，當只有一個金屬化通孔時，天線實現(xiàn)了最寬的阻抗帶寬。

圖3 加載不同數(shù)量通孔的反射系數(shù)仿真結(jié)果Fig.3 Simulated reflection coefficient of the proposed antenna with different numbers of through holes

從圖3展示的結(jié)果可以觀察到，天線的2個諧振點分別為15.2,16.7 GHz。其腔體內(nèi)相應(yīng)的電場幅度分布如圖4所示。

(a)15.2 GHz

在15.2 GHz處，電場主要集中在輻射縫隙的外側(cè)腔體部分；而在16.7 GHz處，電場主要分布在輻射縫隙的內(nèi)側(cè)腔體部分。

隨縫隙位置(d1)變化的反射系數(shù)仿真結(jié)果如圖5所示。從結(jié)果中可以觀察到，隨著d1的增加，低頻諧振頻點的諧振頻率向高頻偏移，從14.8 GHz逐步增加至15.25 GHz；高頻諧振頻點的諧振頻率向低頻偏移，從17.3 GHz逐步減少至16.5 GHz。這是因為對于背腔縫隙天線而言，諧振頻率不僅由縫隙尺寸決定，腔體的諧振模式也對諧振情況具有一定程度的影響。結(jié)合圖4所示的電場幅度在腔體中的分布情況可以知道，腔體的外側(cè)和內(nèi)側(cè)分別對應(yīng)著低頻和高頻的諧振頻率，因此當d1增加時，縫隙的位置逐漸向子腔體的外側(cè)移動，造成了子腔體外側(cè)的尺寸被壓縮，從而低頻的諧振頻率向高頻偏移；而內(nèi)側(cè)的尺寸被擴大，高頻的諧振頻率向低頻偏移。因此，隨著d1的增加，2個諧振頻點相互靠近，共同決定了-10 dB阻抗帶寬。最后，為了獲得最佳的阻抗帶寬，d1=4.02 mm被優(yōu)化為最終參數(shù)結(jié)果。

圖5 反射系數(shù)隨d1的變化仿真結(jié)果Fig.5 Simulation results of reflection coefficient varies with d1

2.2 雙波束輻射特性分析

為了更好地解釋本文所提出天線的雙波束工作原理，對輻射縫隙間的距離和雙波束輻射性能之間的關(guān)系進行了仿真研究。

當縫隙1位置固定時，改變縫隙2的位置(即改變距離l3)的天線輻射方向圖仿真結(jié)果如圖6所示。從結(jié)果中可以觀察到，當縫隙位置不再處于對稱位置時，天線無法實現(xiàn)雙波束輻射性能。

圖6 16 GHz處隨l3變化的仿真輻射方向圖Fig.6 Simulated radiation pattern varies with l3at 16 GHz

本文所提出天線隨縫隙位置d1變化的仿真方向圖如圖7所示。當縫隙1和縫隙2始終處于相對于電壁成鏡面對稱放置時，d1在3.8～4.2 mm時，天線始終在16 GHz下保持良好的雙波束輻射性能。這表明雙波束輻射性能依賴于輻射縫隙的鏡像對稱關(guān)系，且具有良好的加工精度容差能力。

圖7 16 GHz處隨d1變化的仿真輻射方向圖Fig.7 Simulated radiation pattern varies with d1at 16 GHz

不同頻率的仿真方向圖如圖8所示?？梢杂^察到，由輻射縫隙產(chǎn)生的2個波束相對于邊射方向呈現(xiàn)完全鏡面對稱的特點，并且最大輻射方向幾乎不隨頻率的增加而變化，其具體性能如表2所示。在相同的頻率下，左波束的最大方向與右側(cè)的最大方向相同，并且隨著頻率的增加，最大輻射方向從43°變?yōu)?5°,2°的變化范圍可以忽略不計。此外，在給定的5個頻點，增益的變化小于0.8 dB。

圖8 不同頻率的仿真輻射圖Fig.8 Simulated radiation pattern of different frequencies

表2 所提出天線的仿真波束方向和增益Tab.2 Simulated beam direction and gain of the proposed antenna

3 結(jié)果與討論

為了驗證上述天線性能，制作了所提出天線的原型樣件。天線實物如圖9所示。

圖9 所提出天線實物Fig.9 Photograph of the proposed antenna

天線的反射系數(shù)使用N9952A矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀進行測量，其仿真和測量結(jié)果如圖10所示。從結(jié)果中可以觀察到，測試和仿真的-10 dB阻抗帶寬分別為16.6%(14.9～17.6 GHz)和16%(15～17.6 GHz)。輕微的差異可能歸因于仿真中未考慮的一些誤差，例如制造公差、焊料的存在和金屬表面的粗糙度。

圖10 天線反射系數(shù)的測量和仿真結(jié)果Fig.10 Measurement and simulation results of antenna reflection coefficient

在yoz平面中3個不同頻點的天線的測量和仿真輻射方向圖如圖11所示?？梢杂^察到，測量和仿真的主極化輻射性能基本一致。交叉極化測量結(jié)果與相應(yīng)的仿真結(jié)果相差很大，主要是由于暗室測試條件限制。但是，仍然可以觀察到所提出天線的交叉極化約為-20 dB。此外，可以看出天線的2個波束相對于寬邊方向是完全對稱的，并且隨著頻率的增加，最大輻射方向幾乎保持不變。

(a)15 GHz

測量和仿真的增益結(jié)果如圖12所示。測量的增益值略小于仿真的增益結(jié)構(gòu)，可能是由于同軸連接器引入的附加損耗和額外的介質(zhì)損耗。測量結(jié)果表明，該天線在16.8 GHz時獲得了7.6 dBi的最大增益，-10 dB阻抗帶寬范圍內(nèi)的增益波動小于0.7 dB。

圖12 天線增益的測量和仿真結(jié)果Fig.12 Measured and simulated results of antenna gain

表3中總結(jié)了一些先前發(fā)布的具有穩(wěn)定方向圖的天線與本文提出的天線之間的性能比較。值得注意的是，在最后一列中引入了一個新的比較度量[16]，以評估天線的帶寬和尺寸之間的關(guān)系(其中λ0表示與中心頻率相對應(yīng)的自由空間中的波長)。通過比較可以發(fā)現(xiàn)，文獻[11-12,14]提出天線是由雙層介質(zhì)板或三維結(jié)構(gòu)組成的，使天線具有復雜的加工工藝和高剖面，此外，它們的尺寸相對較大，這限制了帶寬/尺寸比小于1。然而，本文所提出的天線在保持緊湊尺寸和簡單設(shè)計的同時實現(xiàn)了16.6%的阻抗帶寬，并且天線以1.7的因子(帶寬/尺寸比)獲得了最佳性能。此外，所提出的設(shè)計在工作頻帶上具有穩(wěn)定的增益和方向圖。

表3 天線性能比較Tab.3 Antenna performance comparison

4 結(jié)束語

本文提出并研究了一種具有穩(wěn)定輻射方向圖的寬帶雙波束SIW縫隙天線。天線由4個子腔體組成，這些子腔體的上表面刻有橢圓形縫隙。通過調(diào)整子腔中縫隙的位置，天線可獲得16.6%的阻抗帶寬。隨著頻率的增加，最大輻射方向2°角度范圍內(nèi)變化。此外，所提出天線的2個波束相對于邊射方向呈現(xiàn)完全對稱的特點，并且在相同頻率下，2個波束的最大增益差小于0.1 dB。測量結(jié)果表明，該天線在16.7 GHz時可達到7.6 dBi的最大增益，并展示出良好的增益穩(wěn)定性?？傮w而言，提出的天線非常適合某些需要寬工作帶寬、低剖面尺寸和穩(wěn)定雙波束輻射性能的應(yīng)用場景。