李日永，王俊蕊，王亞森,李 偉,黃桂樹

(1.中國人民解放軍91404部隊(duì)，河北 秦皇島 066000；2.中國電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081；3.中國人民解放軍93160部隊(duì)，河北 石家莊 050081；4.吉林省交通運(yùn)輸綜合行政執(zhí)法局，吉林 長春 130022)

0 引言

從20世紀(jì)90年代開始，美國陸軍一直致力于一項(xiàng)長期計(jì)劃，將其所有戰(zhàn)術(shù)通信設(shè)備和網(wǎng)絡(luò)納入一個通用的、基于IP的通信框架，即陸軍戰(zhàn)術(shù)互聯(lián)網(wǎng)[1]，提供從部署的作戰(zhàn)人員到國防部企業(yè)網(wǎng)絡(luò)、國防信息系統(tǒng)網(wǎng)絡(luò)、情報(bào)機(jī)構(gòu)網(wǎng)絡(luò)和/或盟軍(如北約)網(wǎng)絡(luò)的無縫連接和互操作性。最初設(shè)想的戰(zhàn)術(shù)互聯(lián)網(wǎng)有2層結(jié)構(gòu)。較低層級的網(wǎng)絡(luò)，連接旅級及以下單位和士兵，依賴于窄帶無線電系統(tǒng)的設(shè)備，包括SINCGARS戰(zhàn)斗網(wǎng)無線電[2]、增強(qiáng)型位置定位和報(bào)告系統(tǒng)[3]以及移動用戶設(shè)備系統(tǒng)[4]。隨著新興的網(wǎng)絡(luò)中心戰(zhàn)理論發(fā)展，較高的網(wǎng)絡(luò)連通性和容量要求超過了窄帶無線通信系統(tǒng)的網(wǎng)絡(luò)能力，需要下一代網(wǎng)絡(luò)無線電系統(tǒng)的支持。美軍的聯(lián)合戰(zhàn)術(shù)無線電系統(tǒng)(Joint Tactical Radio System，JTRS)計(jì)劃支持了一系列便攜式和可互操作的寬帶網(wǎng)絡(luò)波形。

JTRS面向不同應(yīng)用環(huán)境/應(yīng)用領(lǐng)域(如地面、機(jī)載和海上)，共開發(fā)了4類寬帶組網(wǎng)波形，包括寬帶組網(wǎng)波形(Wideband Network Waveform，WNW)、士兵電臺波形(Soldier Radio Waveform，SRW)、聯(lián)合機(jī)載網(wǎng)絡(luò)-戰(zhàn)術(shù)邊緣(Joint Airborne Network-Tactical Edge，JAN-TE)波形和移動用戶目標(biāo)系統(tǒng)(Mobile User Objective System，MUOS)波形，其中MUOS是基于新一代移動通信衛(wèi)星的衛(wèi)星寬帶通信波形[5]。

最近幾年，隨著單兵與無人化平臺協(xié)同作戰(zhàn)樣式的興起，美軍對單兵及無人平臺的寬帶自組網(wǎng)通信的需求日益迫切。國外機(jī)構(gòu)陸續(xù)推出了新一代寬帶自組網(wǎng)系統(tǒng)，并裝備于美軍的特戰(zhàn)部隊(duì)等軍方用戶，相應(yīng)的寬帶自組網(wǎng)波形也被納入美軍波形庫。這些寬帶自組網(wǎng)系統(tǒng)在物理層采用了先進(jìn)編碼(Turbo或LDPC)加上OFDM的編碼調(diào)制方式，終端設(shè)備采用多天線收發(fā)以提升系統(tǒng)吞吐量及衰落信道下的傳輸性能；網(wǎng)絡(luò)層采用無中心自組織的組網(wǎng)方式，可適應(yīng)復(fù)雜戰(zhàn)場環(huán)境下的靈活可靠的網(wǎng)絡(luò)自組織，支持各種業(yè)務(wù)的多跳自動中繼；應(yīng)用層支持各種基于IP的應(yīng)用，包括但不限于話音、視頻、數(shù)據(jù)、各種態(tài)勢信息，近兩年，美軍在論證利用無線自組網(wǎng)小型化設(shè)備實(shí)現(xiàn)士兵的AR/VR應(yīng)用。

國內(nèi)各科研機(jī)構(gòu)近年來密切跟蹤戰(zhàn)術(shù)寬帶通信波形的研究與應(yīng)用，主要技術(shù)路線有2種：一種是基于LTE移動通信的有中心無線網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)；另一種是基于無線自組網(wǎng)的無中心網(wǎng)絡(luò)架構(gòu)。在物理層技術(shù)方面，2種技術(shù)路線都采用了類似的編碼正交頻分復(fù)用(COFDM)結(jié)合多天線的傳輸技術(shù)?？紤]到戰(zhàn)術(shù)應(yīng)用中無線信道的多變特性以及復(fù)雜的電磁環(huán)境，寬帶通信波形在接收端的信號處理[6-8]一直是技術(shù)難點(diǎn)和研究熱點(diǎn)。

國內(nèi)外采用的主要方法包括導(dǎo)頻輔助的處理方法[9-12]和盲估計(jì)方法[13-14]。盲估計(jì)方法的信號處理復(fù)雜度高，在實(shí)際應(yīng)用中較為受限，而導(dǎo)頻輔助的方法需要兼顧系統(tǒng)效率和接收性能[15-16]。因此，設(shè)計(jì)一種高效的戰(zhàn)術(shù)寬帶通信波形，并研究接收機(jī)端高性能、高可靠的信號處理技術(shù)具有十分重要的意義。

本文設(shè)計(jì)了一種導(dǎo)頻輔助方案，使接收機(jī)信道估計(jì)更為精確可靠，并且信號處理的計(jì)算復(fù)雜度低，可滿足戰(zhàn)術(shù)應(yīng)用環(huán)境中各種多徑衰落條件。

1 國外戰(zhàn)術(shù)寬帶通信波形參考

WNW是美軍戰(zhàn)術(shù)骨干網(wǎng)的主要波形之一，其物理層采用OFDM傳輸技術(shù)，可在移動應(yīng)用中獲得良好的寬帶傳輸能力。WNW支持時(shí)分多址(TDMA)和載波感知多址(CSMA)等MAC接入方案。在每種帶寬模式下，WNW支持鏈路自適應(yīng)，通過對無線信道質(zhì)量的探測感知，實(shí)時(shí)調(diào)整鏈路的參數(shù)(調(diào)制、編碼、速率)以獲得最佳傳輸性能。在接收端，針對不同參數(shù)的鏈路信號，系統(tǒng)可自動解調(diào)處理。

WNW支持1.2，3，5，10 MHz的帶寬設(shè)置，以實(shí)現(xiàn)頻譜規(guī)劃的靈活性。WNW還可以通過調(diào)整編碼和調(diào)制方式來適應(yīng)不同的鏈路條件和通信需求。WNW支持有2個調(diào)制階數(shù)(16-DPSK，QPSK)、2個前向糾錯(FEC)方案(Reed-Solomon，Turbo)、4個擴(kuò)頻因子(1，4，16，64)和2個分集電平(1，2)。WNW的突發(fā)數(shù)據(jù)速率根據(jù)模式不同，最低100 kb/s，最高23 Mb/s。WNW的主要性能如表1所示。

表1 WNW-OFDM波形性能Tab.1 Performance of WNW-OFDM waveform

2 寬帶通信波形的設(shè)計(jì)與信號處理

本文給出一種可應(yīng)用于戰(zhàn)術(shù)環(huán)境下的寬帶通信波形的物理層設(shè)計(jì)。波形采用Turbo編碼和OFDM的編碼調(diào)制方式，支持信道帶寬、調(diào)制方式、編碼碼率等物理層參數(shù)的實(shí)時(shí)變化，以適應(yīng)各種無線傳輸信道條件，從而獲得最佳的信道容量和傳輸性能。波形的物理層時(shí)域幀結(jié)構(gòu)可靈活定義，支持?jǐn)U展各種編碼、調(diào)制和帶寬等物理層參數(shù)[17-18]，支持各種MAC接入技術(shù)(令牌環(huán)、CSMA、TDMA等)和組網(wǎng)方式，可應(yīng)用于基于認(rèn)知的無線寬帶通信系統(tǒng)的物理層傳輸。

2.1 寬帶通信波形的物理層設(shè)計(jì)

2.1.1 幀結(jié)構(gòu)

波形采用OFDM信號調(diào)制，時(shí)域幀結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 物理層幀結(jié)構(gòu)Fig.1 Physical layer frame structure

Chirp序列用于AGC調(diào)整，長度為318.75 μs。前導(dǎo)符號1，前導(dǎo)符號2用于同步和信道估計(jì)，各占用1個OFDM符號。SIG-A和SIG-B兩個字段承載物理層解調(diào)所需的信令信息，各占用1個OFDM符號。Data字段承載數(shù)據(jù)消息。

2.1.2 物理層參數(shù)

OFDM物理層時(shí)間參數(shù)如表2所示。

表2 OFDM物理層時(shí)間參數(shù)Tab.2 Time parameters of OFDM physical layer

2.1.3 物理層參數(shù)

波形支持4種調(diào)制編碼方式組合如下：

② MCS1：QPSK+Turbo；

③ MCS2:16QAM+Turbo；

④ MCS3:16QAM+Turbo。

后續(xù)還可以擴(kuò)展更多的編碼和調(diào)制的組合。

不同調(diào)制編碼方式對應(yīng)的信道傳輸速率如表3所示。

表3 不同調(diào)制編碼方式對應(yīng)傳輸速率Tab.3 Transmission rate of different modulation and coding methods 單位：Mb/s

2.2 接收端信號處理

寬帶波形接收端信號處理流程如圖2所示。接收是發(fā)射的逆過程。通過混頻濾波后，進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換變成數(shù)據(jù)基帶OFDM信號。基帶處理單元從這些數(shù)據(jù)包中一方面獲取載波同步和定時(shí)信息，進(jìn)行載波同步和符號相位跟蹤；另一方面獲取信道有關(guān)信息進(jìn)行信道估計(jì)，得到信道時(shí)頻沖激響應(yīng)。接收到的OFDM符號在去除循環(huán)前綴后進(jìn)行傅里葉變換(FFT)，再經(jīng)過逆映射、解交織、解速率匹配、Turbo譯碼和CRC校驗(yàn)后，最后輸出相應(yīng)數(shù)據(jù)。

圖2 接收端信號處理流程Fig.2 Signal processing flow of receiver

2.2.1 頻偏估計(jì)

中南6省/區(qū)公立醫(yī)院藥品集中采購中標(biāo)效果評價(jià)…………………………………………………… 袁 姣等（15）：2017

本文采用時(shí)域方法進(jìn)行頻偏估計(jì)，該方法利用2個連續(xù)前導(dǎo)符號進(jìn)行估計(jì)，是運(yùn)行于接收時(shí)域信號數(shù)據(jù)輔助的最大似然算法。

設(shè)發(fā)送信號為xn，通帶信號yn的復(fù)基帶模型為：

yn=xnexp(j2πftxnTs)，

(1)

式中，ftx為發(fā)送載波頻率；Ts為采樣周期。

在接收端，忽略瞬時(shí)噪聲，接收到的復(fù)基帶信號rn為：

rn=xnexp(j2πftxnTs)exp(-j2πfrxnTs)=

xnexp(j2πfΔnT)，

(2)

式中，fΔ=ftx-frx為發(fā)送和接收載波的頻差。

定義2個連續(xù)重復(fù)符號之間的延時(shí)為D個采樣點(diǎn)，OFDM符號長度為L，則周期重復(fù)信號的延時(shí)相關(guān)和為：

(3)

理論上，如果沒有頻偏，矩陣R為包含一個元素，為一實(shí)數(shù)。頻偏的影響體現(xiàn)在式(3)中exp(j2πfΔDTs)項(xiàng)上。因此，可以根據(jù)式(3)計(jì)算出頻率偏差的估計(jì)值為：

(4)

式中，∠R為對R取角度運(yùn)算。

2.2.2 初始信道估計(jì)

本文采用頻域最小二乘算法進(jìn)行信道的初始估計(jì)。信號模型為：

Y=HX+W，

(5)

式中，Y為接收信號；X為發(fā)送信號；W為噪聲；H為信道的頻域響應(yīng)沖擊函數(shù)。

Y可以表示為：

Y=[Y0,Y1,…,YNFFT-1]T。

(6)

H可以表示為：

H=[H0,H1,…,HNFFT-1]T。

(7)

X是本地前導(dǎo)中的信道估計(jì)訓(xùn)練序列：

X=diag{X0,X1,…,XNFFT-1}。

(8)

W代表加載在各個子載波上的噪聲響應(yīng)：

W=[W0,W1,…,WNFFT-1]T。

(9)

根據(jù)最小二乘估計(jì)算法的方法，要求出信道參數(shù)特性，就要使下式取得最小值：

(10)

將式(10)看作一個關(guān)于信道參數(shù)H的函數(shù)，等式右邊求H的偏導(dǎo)數(shù)，令偏導(dǎo)等于零，得：

(11)

等效于：

(12)

(13)

從式(10)和式 (11)可以看出，最小二乘估計(jì)在估計(jì)信道參數(shù)的過程中并沒有對系統(tǒng)傳輸中的噪聲做處理，因此，初始信道估計(jì)存在估計(jì)偏差，需要后續(xù)采用逐符號信道估計(jì)與均衡方案進(jìn)行補(bǔ)償與跟蹤。

2.2.3 逐符號信道估計(jì)

為了克服傳輸信道的頻率選擇性和時(shí)間選擇性衰落問題，本文在幀格式設(shè)計(jì)中利用每個符號中插入的梳狀導(dǎo)頻進(jìn)行逐符號信道估計(jì)與均衡，采用基于DFT插值的方法進(jìn)行信道估計(jì)。

當(dāng)獲得導(dǎo)頻子載波處的Np個信道估計(jì)值后，可以通過插值的方法，得到其余N-Np點(diǎn)的信道估計(jì)值。

基于DFT的信道估計(jì)算法是一種比較有效的插值法，它利用了補(bǔ)零和FFT/IFFT的特性。先將帶有噪聲的頻域信道估計(jì)通過反傅里葉變換(IFFT)轉(zhuǎn)換到時(shí)域，然后，在時(shí)域?qū)π诺罆r(shí)域特性進(jìn)行處理后通過FFT轉(zhuǎn)換回時(shí)域。

基于FFT的時(shí)域插值法的信道估計(jì)框圖如圖3所示。

圖3 基于DFT的信道估計(jì)算法框圖Fig.3 Channel estimation algorithm block diagram based on DFT

圖中，Hp(k)為導(dǎo)頻處的信道響應(yīng)；hp(n)為Hp(k)的快速傅里葉逆變換；hN(n)為hp(n)的補(bǔ)零序列，即：

(14)

對hN(n)做快速傅里葉變換，得到HN(k)：

(15)

由此可以得出，基于DFT的信道估計(jì)是一種有效的插值方法，通過相鄰導(dǎo)頻的信道響應(yīng)估計(jì)出整個信道的響應(yīng)，通過對逐個OFDM符號進(jìn)行信道估計(jì)與均衡實(shí)現(xiàn)了衰落信道下的跟蹤處理，進(jìn)一步保障了連續(xù)數(shù)據(jù)傳輸過程中的可靠性。

3 寬帶通信波形的性能仿真

在陸地戰(zhàn)術(shù)移動應(yīng)用中，無線傳輸信道復(fù)雜多變，本文選擇AWGN信道和DVB-T無線信道模型(最多20條多徑)，對設(shè)計(jì)的寬帶通信波形進(jìn)行蒙特卡羅仿真。在不同調(diào)制編碼方式下，仿真得到的系統(tǒng)性能如圖4所示。

(a)AWGN信道下的性能

由圖4可以看出，在陸地移動衰落信道環(huán)境下，本文設(shè)計(jì)的寬帶通信波形，采用了初始信道估計(jì)和基于導(dǎo)頻的逐符號信道估計(jì)等信號處理算法，在不同調(diào)制編碼方式下都實(shí)現(xiàn)了高性能的數(shù)據(jù)傳輸。相比較理想的AWGN信道，衰落信道下的接收性能并未隨著信道的衰落出現(xiàn)急劇下降。

4 結(jié)束語

戰(zhàn)術(shù)移動環(huán)境下寬帶通信波形的設(shè)計(jì)難點(diǎn)在于保證系統(tǒng)傳輸帶寬的同時(shí)，提升系統(tǒng)在多徑衰落下的傳輸可靠性，文中提出的信道估計(jì)算法適用于各種無線衰落信道，物理層幀結(jié)構(gòu)也可以靈活變化，因此可適用于各種不同多址方式(時(shí)分多址、頻分多址等)、不同網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)(星狀網(wǎng)、網(wǎng)狀網(wǎng))、不同業(yè)務(wù)類型(話音、數(shù)據(jù)和視頻)的無線通信系統(tǒng)的物理層波形設(shè)計(jì)中。此外，結(jié)合前端的多天線收發(fā)處理，在獨(dú)立衰落信道條件下，可提供額外的系統(tǒng)吞吐量和傳輸可靠性，這也是未來大帶寬高可靠的戰(zhàn)術(shù)移動通信系統(tǒng)的重點(diǎn)研究方向。