代金國，郝志松，趙文穎，李 鋒，趙運(yùn)成

(1.中國人民解放軍63778部隊(duì)，黑龍江 佳木斯 154002；2.中國電子科技集團(tuán)公司第五十四研究所，河北 石家莊 050081)

0 引言

近年來遙感衛(wèi)星系統(tǒng)在國家安全、氣象氣候、資源監(jiān)測、環(huán)境保護(hù)、平安智慧城市和救災(zāi)減災(zāi)等領(lǐng)域發(fā)揮著越來越重要的作用[1]。隨著遙感衛(wèi)星圖像幅寬和分辨率的提升，對地面接收系統(tǒng)提出了多通道、高速率和高效率等要求[2-4]。高分辨率遙感數(shù)據(jù)傳輸需要的碼速率高達(dá)每通道3 Gb/s，通道數(shù)量要求4個(gè)以上。

利用傳統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)架構(gòu)，在計(jì)算速率、交換帶寬、集成度和硬件資源利用率等方面無法滿足需求。信號處理實(shí)現(xiàn)架構(gòu)是制約數(shù)據(jù)速率等性能提升的主要因素之一。

本文通過分析“光”與“電”等不同信號處理載體使用“數(shù)字”和“模擬”2種信號處理方式的不同特點(diǎn)、AD采樣不同位置等內(nèi)容，基于“模擬實(shí)現(xiàn)、數(shù)字補(bǔ)償”的思想，將由分立設(shè)備組成的按通道劃分的傳統(tǒng)信號處理架構(gòu)，改進(jìn)為具備“資源虛擬化、管理智能化、接口標(biāo)準(zhǔn)化”等特點(diǎn)的新型信號處理架構(gòu)，以提升遙感衛(wèi)星接收系統(tǒng)的接收速率、通道數(shù)量、硬件計(jì)算效率和智能化水平。

1 高速衛(wèi)星數(shù)據(jù)接收速率的限制因素

1.1 高速衛(wèi)星數(shù)據(jù)接收系統(tǒng)

高速衛(wèi)星數(shù)據(jù)接收系統(tǒng)主要完成遙感衛(wèi)星系統(tǒng)的數(shù)據(jù)接收功能，與遙感衛(wèi)星數(shù)傳載荷的功能相對應(yīng)，如圖1所示。

圖1 遙感衛(wèi)星數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)功能組成

大口徑天線需要具備雙軸跟蹤功能，以適應(yīng)極地軌道衛(wèi)星的位置和傾角的變化，一般采用10 m口徑以上的天線，以加大接收增益[5]；正交解調(diào)實(shí)現(xiàn)頻帶信號正交下變頻，輸出I和Q路基帶信號；寬帶采樣實(shí)現(xiàn)模擬處理方式向數(shù)字處理方式的轉(zhuǎn)變[6]；匹配濾波模塊實(shí)現(xiàn)信號輸出信噪比的最大化；時(shí)鐘恢復(fù)完成定時(shí)誤差提取和定時(shí)跟蹤[7]；載波恢復(fù)實(shí)現(xiàn)相位誤差提取和相位跟蹤；自適應(yīng)均衡實(shí)現(xiàn)對信道中幅度、群時(shí)延等信道非理性因素的補(bǔ)償[8]；信道譯碼完成LDPC碼的分組譯碼，一般采用存儲器復(fù)用等措施，提升硬件利用率；網(wǎng)絡(luò)存儲轉(zhuǎn)發(fā)完成業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)的陣列存儲和網(wǎng)絡(luò)分發(fā)。地面接收系統(tǒng)的解調(diào)、譯碼和均衡等環(huán)節(jié)，處理復(fù)雜度高于編碼和調(diào)制環(huán)節(jié)，因此處理速率高低和硬件資源的大小息息相關(guān)[9-11]。

1.2 信號處理的分類

信號處理方式按照計(jì)算或信號處理的實(shí)現(xiàn)機(jī)制是否需要量化進(jìn)行區(qū)分，可分為“模擬”和“數(shù)字”處理方式，這2種方式有本質(zhì)區(qū)別：模擬處理方式由器件根據(jù)其物理性質(zhì)進(jìn)行信號處理；數(shù)字處理方式是邏輯或量化后數(shù)據(jù)的計(jì)算，不同的處理方式通過不同的載體實(shí)現(xiàn)信號處理[12-14]。

根據(jù)信號處理載體和實(shí)現(xiàn)方式不同，信號處理方式可以分為電模擬、光模擬、電數(shù)字和光數(shù)字，4種方式對比如表1所示。

表1 不同信號處理方式對比

1.3 影響速率提升的原因

衛(wèi)星遙感數(shù)據(jù)接收系統(tǒng)中，信號處理速率受限于模擬和數(shù)字處理方式轉(zhuǎn)換的帶寬和采樣頻率。

數(shù)字和模擬處理方式之間的轉(zhuǎn)換采用ADC芯片實(shí)現(xiàn)。目前，能夠量產(chǎn)的國產(chǎn)化AD芯片的工作帶寬和采樣率一般在2 GHz以內(nèi)。

按照現(xiàn)在架構(gòu)中的中頻采樣處理方式，最多能夠?qū)崿F(xiàn)采樣量化的信號符號率為5×108符號/秒，在采用16QAM調(diào)制方式的情況下，能夠接收信號的最高碼速率為2 Gb/s。

信號的符號速率為500 MHz 符號/秒時(shí)，中頻帶寬達(dá)到1 GHz，采樣率需要2 GHz。中頻采樣信號帶寬如圖2所示。

圖2 中頻采樣信號帶寬

當(dāng)需要接收的信號碼速率達(dá)到3 Gb/s時(shí)，在采用16QAM調(diào)制方式情況下，信號符號速率達(dá)到7.5×108符號/秒，中頻采樣帶寬達(dá)到1.5 GHz，采樣頻率需要3 GHz，以目前的國產(chǎn)化器件水平難以滿足使用要求。

衛(wèi)星接收速率除了受AD轉(zhuǎn)換帶寬的限制外，還會受到信號處理硬件資源的限制。

在進(jìn)行信號處理時(shí)，F(xiàn)PGA內(nèi)部時(shí)鐘工作頻率一般在200 MHz以下。當(dāng)處理的信號符號速率提高后，相應(yīng)的吞吐率也會提高，遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于FPGA的工作頻率，需要采用并行的方式實(shí)現(xiàn)，意味著消耗更多的硬件資源。

星地?cái)?shù)據(jù)傳輸?shù)念愋秃芏?，包括?shù)傳、測控和抗干擾信息傳輸?shù)?，每種信號體制不同，信號處理算法也不一樣，每種信號處理算法需要不同的波形實(shí)現(xiàn)。

如果采用傳統(tǒng)的架構(gòu)實(shí)現(xiàn)星地高速信號處理，硬件資源消耗過大，硬件資源利用率過低，設(shè)備體積龐大，不具有可實(shí)現(xiàn)性。

2 計(jì)算架構(gòu)的改進(jìn)

傳統(tǒng)遙感衛(wèi)星接收系統(tǒng)架構(gòu)如圖3所示。

圖3 傳統(tǒng)遙感衛(wèi)星接收系統(tǒng)架構(gòu)

高速遙感衛(wèi)星地面接收系統(tǒng)按波束鏈路分為不同的處理系統(tǒng)，每個(gè)系統(tǒng)內(nèi)的設(shè)備采用串聯(lián)方式，獨(dú)立完成系統(tǒng)計(jì)算。天線和室內(nèi)一般采用微波拉遠(yuǎn)的方式，正交解調(diào)、匹配濾波環(huán)節(jié)一般采用數(shù)字的處理方式。

改進(jìn)的遙感衛(wèi)星接收系統(tǒng)架構(gòu)如圖4所示。

圖4 改進(jìn)的遙感衛(wèi)星接收系統(tǒng)架構(gòu)

地面數(shù)據(jù)接收系統(tǒng)按功能分為天線池、中頻池和基帶池，天線池和中頻池之間采用模擬信號光傳輸方式，進(jìn)行光拉遠(yuǎn)。

中頻池由單純的變頻處理，改為具備更高帶寬的基于微波光子技術(shù)的正交解調(diào)處理功能。由于采用了模擬處理方式，大幅提升了處理的符號速率，一個(gè)波束的信號在一個(gè)信道中處理。主要的改進(jìn)點(diǎn)如下：

(1) AD采樣位置后移，提高轉(zhuǎn)換帶寬

AD采樣是模擬處理方式向數(shù)字處理方式的轉(zhuǎn)換，采樣帶寬和采樣頻率是制約系統(tǒng)傳輸速率提升的瓶頸。在系統(tǒng)中，AD采樣位置靠前(靠近射頻)，要求AD的帶寬和采樣頻率越高，信號的處理效果越好；AD采樣位置越靠后，要求AD的帶寬和采樣頻率越低。

信號處理架構(gòu)改進(jìn)后，把采樣位置由中頻后移到基帶，即采樣時(shí)，已經(jīng)完成了正交下變頻功能，對器件的采樣能力要求降低了一半；同時(shí)，由于同時(shí)采樣I/Q兩路，需要增加一路AD采樣芯片。

在同樣使用采樣率和帶寬2 GHz的國產(chǎn)化芯片的情況下，通過采樣位置后移，可實(shí)現(xiàn)碼速率為3 Gb/s信號的處理方式的轉(zhuǎn)換。

當(dāng)需要接收的信號碼速率達(dá)到3 Gb/s時(shí)，在采用16QAM調(diào)制方式的情況下，信號符號速率達(dá)到7.5×108符號/秒，基帶采樣帶寬達(dá)到1.5 GHz，其采樣原理如圖5所示。以目前的國產(chǎn)化器件水平可以滿足使用要求。

圖5 基帶采樣信號帶寬

基帶采樣的優(yōu)點(diǎn)是對AD芯片的要求低，同樣的AD器件，支持的AD轉(zhuǎn)換帶寬比以上2種高一倍；缺點(diǎn)是AD的數(shù)量增加一倍，不能避免信道群時(shí)延和幅度失真，不能避免正交性失真。但是，在基帶采樣時(shí)，采用數(shù)字多通道濾波技術(shù)，可以對這些失真進(jìn)行補(bǔ)償，基本達(dá)到射頻采樣相同的傳輸性能。

基帶采樣方案一般用于頻率較高的載波頻率(如X/Ka/Ku等頻段)，同時(shí)可用于帶寬800～1 000 MHz以上的信號采樣。

(2) 波形可配置，提高硬件資源利用率

基帶池的架構(gòu)中，數(shù)字處理采用統(tǒng)一的硬件平臺，具備波形重配置能力，在同樣的硬件下實(shí)現(xiàn)調(diào)制解調(diào)、編譯碼、均衡和協(xié)議處理等功能。波形統(tǒng)一存在于管理主機(jī)的文件夾下，由站管系統(tǒng)統(tǒng)一調(diào)配使用。同一硬件資源，在不同的波形配置下實(shí)現(xiàn)不同的信號處理功能。硬件資源利用率得到提升。

3 “數(shù)字補(bǔ)償”提升數(shù)據(jù)傳輸質(zhì)量

AD采樣位置后移之后，正交解調(diào)和匹配濾波功能采用“模擬”方式實(shí)現(xiàn)。

采用“模擬”方式實(shí)現(xiàn)帶寬高于1 GHz的信號處理時(shí)，信道內(nèi)的幅頻和群時(shí)延指標(biāo)惡化，信道特性不理想，信號的自干擾嚴(yán)重，影響系統(tǒng)的誤碼率性能，在高符號傳輸速率下的信息傳輸質(zhì)量無法得到保證。

誤碼率性能是信號傳輸質(zhì)量的衡量指標(biāo)，是指信號在信道中傳輸時(shí)，在一定的誤碼率要求下，能夠容忍加入噪聲的大小。當(dāng)信號自身干擾為零時(shí)，誤碼率性能可達(dá)到理論值；信號自干擾的增加，會導(dǎo)致誤碼率性能降低。

信號自身干擾主要有以下2個(gè)原因：

(1) 信道的幅頻響應(yīng)和相頻響應(yīng)不理想，引起前后碼元信號自串?dāng)_。

(2) 正交通道和同相通道間幅度和相位不平衡，引起正交通道間碼元信號自串?dāng)_。

通過仿真可得到信號質(zhì)量下降情況，如表2所示。

表2 信道非理想因素對傳輸性能影響

對星地傳輸信道中的非理想因素進(jìn)行“數(shù)字補(bǔ)償”，增加噪聲容忍限度，是提高星地信息傳輸速率和質(zhì)量的有效方法之一。

通過高符號率寬帶信號的多通道自適應(yīng)濾波，對信道幅度/群時(shí)延特性進(jìn)行均衡，對正交不平衡性進(jìn)行校正抑制信道非理想性因素引起的傳輸符號之間的干擾，降低傳輸符號自干擾對系統(tǒng)傳輸性能的影響。

采用多通道自適應(yīng)濾波，意味著需要更多的硬件資源，在改進(jìn)的信號處理架構(gòu)下，硬件資源利用率獲得提升，為采用“數(shù)字補(bǔ)償”技術(shù)提供了硬件條件。

“數(shù)字補(bǔ)償”采用多通道自適應(yīng)濾波實(shí)現(xiàn)，其原理如圖6所示。正交解調(diào)后的I路和Q路信號經(jīng)過非理想條件的傳輸信道后，產(chǎn)生I路和Q路符號之間和各路前后符號之間的串?dāng)_，再通過自適應(yīng)濾波進(jìn)行干擾抑制。自適應(yīng)濾波的誤差提取采用最小均方算法，自適應(yīng)濾波結(jié)構(gòu)采用并行FIR線性濾波結(jié)構(gòu)。

圖6 多通道自適應(yīng)濾波原理

3.1 I/Q通道信號聯(lián)合進(jìn)行最小均方誤差提取

I路和Q路信號的系數(shù)全部根據(jù)誤差預(yù)算的結(jié)果加以調(diào)整，自適應(yīng)濾波誤差由輸出通道的自適應(yīng)濾波后的權(quán)值減去其他通道的濾波權(quán)值，再與期望值比較后得到。

由圖6可以看出，自適應(yīng)濾波器的輸出為：

設(shè)自適應(yīng)濾波器加權(quán)系數(shù)為hab(k)，a表示被干擾通道號，b表示干擾通道號，n表示加權(quán)系數(shù)的序號；Hab為hab(k)的行列式表示。

Q路通道誤差函數(shù)e2(n)可表示為：

最小均方誤差算法能夠使自適應(yīng)濾波器的期望輸出值和實(shí)際輸出值之間的均方誤差最小化,因計(jì)算量小、易于實(shí)現(xiàn)等特點(diǎn)而得到廣泛應(yīng)用。最小均方誤差算法基于最陡下降原理，即沿著權(quán)值的負(fù)梯度方向搜索，達(dá)到權(quán)值最優(yōu)，使濾波后的均方誤差最小。

3.2 多通道自適應(yīng)濾波符號速率提升

受數(shù)字器件的限制，橫向線性濾波器結(jié)構(gòu)在FPGA內(nèi)最高可實(shí)現(xiàn)到2×108符號/秒信號的處理，如果實(shí)現(xiàn)傳輸碼速率3 Gb/s的FIR濾波，符號速率達(dá)到7.5×108符號/秒，必須采用4路并行處理的方式。

如果把數(shù)據(jù)分成4路，每一路分別進(jìn)行均衡，則每一路的處理速度下降為串行的1/4，但嚴(yán)重影響了均衡效果。這是因?yàn)樗泻椭行某轭^相鄰3個(gè)位置以內(nèi)的碼元產(chǎn)生的串?dāng)_都沒有辦法被均衡，而這些影響往往會很嚴(yán)重。

為了既降低速度又不影響均衡效果，采用以下改進(jìn)的漏斗式并行結(jié)構(gòu)，如圖7所示。

圖7 漏斗式FIR濾波并行結(jié)構(gòu)

由圖7可以看出，改進(jìn)后的均衡器每一路信號處理的結(jié)果和串行的所有數(shù)據(jù)輸入相關(guān)，沒有影響均衡效果。每個(gè)時(shí)鐘周期同時(shí)進(jìn)行4拍的卷積運(yùn)算，處理速度降為串行的1/4。同時(shí)輸出也是采用4路并行方式。

因?yàn)樗械妮斎霐?shù)據(jù)全部分別進(jìn)入到分路FIR運(yùn)算中，輸出只是當(dāng)前極化方式、正交通道、分路后的數(shù)據(jù)。輸入數(shù)據(jù)多，輸出數(shù)據(jù)少，因此稱之為漏斗式并行濾波結(jié)構(gòu)。

3.3 指標(biāo)測試情況

在極化干擾10 dB時(shí)，采用多通道自適應(yīng)濾波進(jìn)行“數(shù)字補(bǔ)償”前后的誤碼率曲線如圖8所示。

由圖8可以看出，解調(diào)損失在誤碼率為10-4時(shí)，通過多通道自適應(yīng)濾波的方法進(jìn)行“數(shù)字補(bǔ)償”信號的Eb/N0與理論值相差僅0.5 dB，比沒有進(jìn)行多通道自適應(yīng)濾波器的信號優(yōu)化了4.5 dB。

圖8 16QAM信號進(jìn)行“數(shù)字補(bǔ)償”濾波前后測試情況

4 結(jié)束語

衛(wèi)星數(shù)據(jù)接收系統(tǒng)速率越來越高，系統(tǒng)設(shè)計(jì)難度也越來越大。本文基于“模擬實(shí)現(xiàn)、數(shù)字補(bǔ)償”思想的高速衛(wèi)星數(shù)據(jù)接收信號處理架構(gòu)，綜合利用了微波、FPGA、CPU和光總線等多種異構(gòu)計(jì)算元素，具備互相配合、互補(bǔ)互通能力，把星地?cái)?shù)據(jù)數(shù)據(jù)系統(tǒng)的處理能力由每通道600 Mb/s提升到每通道3 Gb/s。

通過在我國某衛(wèi)星接收系統(tǒng)中的使用，該架構(gòu)顯著提升了遙感衛(wèi)星數(shù)據(jù)接收系統(tǒng)的硬件計(jì)算效率、信號接收速率和智能化水平。