王群亮，于平平，姜巖峰

(江南大學 物聯(lián)網(wǎng)工程學院，江蘇 無錫 214122)

0 引 言

伴隨微電子技術的持續(xù)發(fā)展，高精度微波傳感器[1]、遠距離通信、微波醫(yī)療設備等逐步變?yōu)楝F(xiàn)實，這使得耐熱型大功率器件不斷出現(xiàn)，千瓦(kW)級別的射頻功放逐步增多。在高線性領域，D,E,F類等開關類功放，雖然效率較高，但線性較低，對諧波控制的要求很高[2]，常常加入預失真等提高線性的措施，這又對邊帶信號的相位產(chǎn)生不良影響[3]；因此，在對效率并不敏感的驅動級傳感功放，甲類功放仍使用較多。

然而，在高線性傳感系統(tǒng)中，設計可靠的甲類功放會遇到諸多挑戰(zhàn)。首先，功率管會發(fā)出大量的熱量，容易使功放長期工作而嚴重發(fā)熱失效。其次，功放中各種元件的大量存在，使得甲類功放出現(xiàn)各種噪聲和諧波，尤其在雙音信號中，其記憶效應會更加明顯[4]。

為了克服以上設計難題，本文采用平衡式結構，同時對功放內(nèi)部進行諧波控制，不但避免了單一功率管芯發(fā)熱過高，又抑制了級間回波損耗；同時，由于抑制了諧波，減少了元件數(shù)量，既優(yōu)化了單路功放的效率、保持了甲類功放的高線性，又提高了整個功放結構的合成效率。

1 平衡式功放的原理

本文采用的平衡式功放主要由兩個完全相同的放大器以及兩個3 dB正交耦合器組成，如圖1所示。信號在經(jīng)過輸入端口后，由第一個耦合器將輸入信號分為兩路，這兩路信號幅度相等，彼此相位差為90°，它們分別被功率管芯PTVA102001EA放大后，由第二個耦合器合成為一路信號。對于反射信號，由于正交耦合器的90°相移功能，使得反射信號一部分在耦合器輸入端(端口1)相減而抵消；另一部分在耦合器的匹配端(端口4)相加被電阻R1吸收。同理，如果有信號從輸出端(端口5)進入，則兩個放大器輸出端的反射被匹配端(端口8)吸收，注入信號沒有被反射出來。

圖1 功放整體架構

這種平衡式放大器級間反射低，有利于放大器的級聯(lián)[5]。理論上任何形式的兩個相同的3 dB耦合器都可以使用在該電路中。

2 具有諧波控制的平衡式功放設計

2.1 3 dB正交耦合器設計

典型的3 dB正交耦合器內(nèi)部由4個λ/4傳輸線構成，其具體結構如圖2所示。

圖2 3 dB正交耦合器

在ADS中本文對其進行微帶線電磁場仿真，然后對4個端口的長度以及R1的阻值作調(diào)諧分析，最終達到的性能如圖3所示。由S(21)=-3.386 dB,S(31)=-3.349 dB可知，在1.1 GHz端口2和端口3的偏差在0.037 dB，具有較高的平衡度。

圖3 耦合器的S參數(shù)

2.2 單個支路功放設計

支路的功率器件采用英飛凌公司LDMOS PTVA102001EA，對功放管芯的輸入和輸出端，分別進行阻抗牽引和匹配網(wǎng)絡設計，源端最佳阻抗分別為2.148-j4.886 Ω，1.313-j0.303 Ω，在輸出匹配網(wǎng)路中，本文創(chuàng)新性地將匹配網(wǎng)路和諧波控制相結合，以進一步提高線性和功放效率。最后，運用Momentum電磁場分析模式，對整個電路板圖和元件模型進行電磁場聯(lián)合仿真.因而最終設計的功放參數(shù)更加接近實際情況。

2.3 輸出匹配網(wǎng)絡的諧波抑制分析

功放電壓電流波形主要由基波和諧波共同組成，考慮到能量在二、三次諧波中占比很多[6]，功率管芯的輸入端諧波分量很小，因此，本文僅在輸出匹配中對二、三次諧波進行控制，使其對二、三次諧波近似短路。另外，過多使用非線性元件同樣會惡化甲類功放的線性，以非線性電感L0為例，為簡化分析，其特性可用多項式函數(shù)表示為：L(v)=L0+k1v+k2v2。當輸入雙音信號v=A(cosω1t+cosω2t)時，則電感的輸出信號

L(v)=L0+k2A2+k1A(cosω1t+cosω2t)+

k2A2cos(ω1t±ω2t)+k2A2(cos2ω1t+cos2ω2t)/2

(1)

可以看出，產(chǎn)生的直流分量k2A2，會疊加在L0上，形成附加電感，其電感值與輸入信號幅值有關，惡化了電路的線性，降低了功放的不穩(wěn)定性[7]。為避免分立元件增多，且兼顧諧控制需求，本文采用微帶線與分立元件相結合的方法，其具體結構如圖4所示。

圖4 支路功放輸出匹配網(wǎng)絡

電感L1在參與阻抗匹配的同時，使匹配網(wǎng)絡產(chǎn)生并聯(lián)諧振，諧振頻率為f0=1.1 GHz。設匹配網(wǎng)絡諧振時的容性阻抗為Cx

(2)

可得

L1Cx=1/4π2f02

(3)

在ADS中本文對元件高頻模型進行了多次調(diào)諧優(yōu)化，并在遠離f0的頻域內(nèi)，最終達到匹配網(wǎng)路與地之間對諧波的阻抗二次諧波的阻抗為0.018+j3.910 Ω，對三次諧波的阻抗為0.008+j8.393 Ω。圖5為測試的S參數(shù)前后對比，可以看出，采用諧波控制后，二次諧波的S(21)參數(shù)從-7.405 dB下降到-23.136 dB,而且，在大于1.9 GHz后，S(21)均在-15 dB以下，抑制諧波效果比較明顯。

圖5 諧波控制前后S參數(shù)對比

3 功放的輸出性能

由于3 dB正交耦合器對基波表現(xiàn)出較好的性能，本文在輸出匹配網(wǎng)路中進行諧波抑制以后，在輸入功率小于25 dBm范圍，功放依然表現(xiàn)出很好的線性，這說明經(jīng)過諧波抑制后，平衡式結構的線性得到了優(yōu)化。另外，在1 dB增益壓縮點時支路功放的效率為50.38 dBm，整個功放功率達到了53.23 dBm,功放的合成效率也達到了95 %。表1為本文和其他采用平衡式結構的文獻合成效率對比，可以得出，本文的設計思路確實能進一步優(yōu)化功放的合成效率。

表1 合成效率對比

4 結 論

針對射頻傳感領域等高線性場景所使用的功率放大器，提出了平衡式結構和諧波抑制相結合的設計思路，既發(fā)揮出平衡式功放的優(yōu)勢，又減小了平衡式結構對功放線性的影響。提高了射頻功放的工作穩(wěn)定性和效率，優(yōu)化了功放的線性。同時，由于抑制了諧波頻段，使得平衡式功放的合成效率達到95 %，合成后功率附加效率也高于30 %，表現(xiàn)了較好的優(yōu)勢，對優(yōu)化傳感系統(tǒng)功放設計和提高大功率功放的性能有普遍的借鑒意義。