黃福廣

（上海交通大學(xué)電子信息與電氣工程學(xué)院，上海，201100 ）

0 前言

第五代移動(dòng)通信技術(shù)是最新一代蜂窩移動(dòng)通信技術(shù)，也是繼4G（LTE）、3G（UMTS等）和2G（GSM）系統(tǒng)之后的延伸。2019年10月中國三大運(yùn)營商已陸續(xù)開通對(duì)應(yīng)地區(qū)網(wǎng)絡(luò)覆蓋，國內(nèi)外各大手機(jī)廠商也陸陸續(xù)續(xù)發(fā)售5G手機(jī)產(chǎn)品，可見5G即將迎來用戶爆發(fā)式增長。移動(dòng)通信的基站設(shè)備大部分不會(huì)長時(shí)間處于滿負(fù)荷狀態(tài)，因此射頻功率放大器的功率回退范圍及效率保證是5G通訊的一個(gè)研究內(nèi)容。在眾多射頻放大器里，功率回退效率、線性度好的Doherty功放脫穎而出，但是由于傳統(tǒng)Doherty功放因1/4λ波長傳輸線在不同頻率下的相位偏移等因素對(duì)寬帶的影響，導(dǎo)致它的帶寬比較窄，顯然無法滿足5G的通信設(shè)備的訴求。本文首先從原理上分析了傳統(tǒng)Doherty功放寬帶限制的原因，基于主功放匹配和后級(jí)電路阻抗匹配，解決了Doherty功放的帶寬限制這一問題。最終基于Cree公司的CGH40010F的GaN晶體管仿真了一款工作在3.4-3.7GHz頻段的寬帶高效的Doherty功率放大器。

1 Doherty功率放大器原理分析

Doherty功率放大器結(jié)構(gòu)是W.H.Doherty在1936年的時(shí)候提出的，主要思路是基于有源負(fù)載調(diào)制技術(shù)進(jìn)行動(dòng)態(tài)的調(diào)制技術(shù)。其結(jié)構(gòu)是輸入端使用二等分功分器將信號(hào)分成兩路，這兩路使用不同類型的功率放大器，一路作為主功放（工作在AB類），一路為輔助功放（工作在B/C類），在主功放這路輸出端加入1/4λ傳輸線用于阻抗變換，為了保證輸出抑制在輔助功放這路輸入端也加入1/4λ線進(jìn)行匹配相位，通這種方案來實(shí)現(xiàn)有源負(fù)載的調(diào)制，使得Doherty功放在輸出功率回退以后仍然可以保持較高的效率。

為了解決傳統(tǒng)Doherty的帶寬較窄的問題，本文不再使用1/4λ線進(jìn)行阻抗匹配，而使用主功放電路匹配（傳統(tǒng)Doherty主功放阻抗匹配，采用從封裝層負(fù)載牽引，并做匹配實(shí)現(xiàn)寬帶效果較差；本文利用功放管的電流源阻抗加封裝寄生電感及電容作為功放管子的封裝阻抗，然后再進(jìn)行阻抗匹配可實(shí)現(xiàn)較寬的工作帶寬）及后級(jí)電路匹配方案（DohertyPA主功放經(jīng)過輸出匹配網(wǎng)絡(luò)到50Ω，輔助功放經(jīng)過輸出匹配網(wǎng)絡(luò)到50Ω，主從合路后阻抗為25Ω，本文通過后級(jí)電路匹配網(wǎng)絡(luò)方式將25Ω匹配至50Ω負(fù)載，實(shí)現(xiàn)了DohertyPA的寬頻化設(shè)計(jì)），這樣可以解決1/4λ波長傳輸線在不同頻率下的相位偏移等因素對(duì)寬帶的影響，實(shí)現(xiàn)寬帶化的目的，方案架構(gòu)如圖1所示。

圖1 新型Doherty功放原理

2 新型Doherty功率放大器設(shè)計(jì)與仿真

■2.1 功分器設(shè)計(jì)

功分器是將單路輸入信號(hào)分成若干路輸出的微波單元，考慮到常規(guī)T型結(jié)構(gòu)兩個(gè)輸出端口隔離度之間的影響，本文采用對(duì)稱式結(jié)構(gòu)的 Wilkinson二等分功分器實(shí)現(xiàn)主輔兩路相同的輸入功率，即輸入端功率P1，輸出端功率P2、P3，那么P2=P3=P1-3dBm。在輸出兩路中間增加隔離電阻100Ω，由于結(jié)構(gòu)對(duì)稱性，各路性流經(jīng)的走線相同，輸出端電位相等，隔離電阻不消耗功率。最終的設(shè)計(jì)電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。

對(duì)稱式結(jié)構(gòu)的Wilkinson二等分功分器S31與S21相等（基本重合），從圖3仿真結(jié)果來看滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)。

■2.2 主輔功放匹配設(shè)計(jì)

本文主輔功放均采用的Cree公司CGH40010F 晶體管，該晶體管工作頻率在0-6GHz，工作電壓-2.7V@Vds=28V，Id=200mA，輸出效率13W@Psat，漏極效率65%@Psat，信號(hào)增益16dB@2.0GHz，14dB@4.0GHz。

圖2 Wilkinson功分器結(jié)構(gòu)

圖3 Wilkinson功分器仿真結(jié)果

主功放工作狀態(tài)設(shè)置在AB類，柵極電壓設(shè)計(jì)為-2.8V，漏級(jí)電壓為28V。在滿功率和回退時(shí)主功放均處于工作狀態(tài)，尤其是在回退狀態(tài)下，主功放比普通AB類功放效率高不少。同時(shí)通過負(fù)載牽引技術(shù)，在3.4-3.7GHz頻率下掃描最佳阻抗點(diǎn)，最終選取的飽和點(diǎn)阻抗為10.9-j×1.1Ω，回退點(diǎn)阻抗為6-j×3Ω，因此選取為14Ω。同時(shí)利用功放管的電流源阻抗加封裝寄生電感及電容作為功放管子的封裝阻抗，然后再進(jìn)行阻抗匹配來實(shí)現(xiàn)PA的寬帶化效果。

輔助功放主要是在大功率情況下配合主功放使用，當(dāng)輸入功率逐漸減小時(shí)，輔助功放逐漸關(guān)斷，僅使用主功放工作。因此輔助功放一般工作在C類（功率較小時(shí)輔助功放關(guān)閉），本文輔助功放的柵極電壓為-5.2V，漏極電壓為28V，阻抗匹配方法與主功放一致。

■2.3 后級(jí)電路匹配設(shè)計(jì)

主功放經(jīng)過輸出匹配網(wǎng)絡(luò)到50Ω，輔助功放經(jīng)過輸出匹配網(wǎng)絡(luò)到50Ω，主從合路后阻抗為25Ω，通過后級(jí)電路匹配網(wǎng)絡(luò)方式在所需頻帶內(nèi)將25Ω匹配至50Ω負(fù)載。后級(jí)電路匹配網(wǎng)絡(luò)優(yōu)化設(shè)計(jì)如圖4所示。

圖4 后級(jí)電路匹配

■2.4 新型功率放大器仿真

結(jié)合圖1新型功放原理框圖將前文設(shè)計(jì)好的功分器電路、主功放電路、輔助功放電路、后級(jí)電路匹配進(jìn)行組合，使用ADS仿真工具搭建完整的Doherty功率放大器原理圖，通過仿真優(yōu)化后，最終的仿真電路如圖5所示。

圖5 完整仿真電路圖

圖6 飽和狀態(tài)仿真結(jié)果

使用ADS軟件對(duì)Doherty功率放大器進(jìn)行仿真，在3.4GHz-3.7GHz頻帶內(nèi)，飽和狀態(tài)下，增益大于10dB，輸出功率平均43.5dBm，漏極效率平均64%，功率回退6dB后，增益大于12dB，輸出功率平均37.5dBm，效率平均47%左右，仿真結(jié)果如圖6所示。

3 小結(jié)

Doherty功放在高峰均比放大信號(hào)的通信系統(tǒng)中使用意義特別巨大，尤其是其回退功率后的效率較其他類型放大器都高，十分值得研究。本文使用Cree公司的CGH40010F晶體管，通過主功放匹配和后級(jí)電路匹配設(shè)計(jì)仿真的Doherty功率放大器，輸出功率較高、增益較大、回退后的效率比較較高。當(dāng)然Doherty的功率放大器的研究仍在繼續(xù)，讀者可以自己進(jìn)一步的研究分析如何在寬帶化和回退效率進(jìn)行平衡，同時(shí)又能實(shí)現(xiàn)收益最大化。