葉永杰，位小記，肖乃稼

（1.中國電子科技集團(tuán)公司第三十六研究所，浙江嘉興，314033；2.嘉興職業(yè)技術(shù)學(xué)院，浙江嘉興，314036）

0 引言

短波通信具有距離通信遠(yuǎn)，設(shè)備簡單，抗摧毀性強(qiáng)、機(jī)動性高等特點(diǎn)，在軍事、外交、航海等領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用。

自適應(yīng)技術(shù)根據(jù)實(shí)時探測的結(jié)果，來自動完成設(shè)備參數(shù)的調(diào)整，以實(shí)現(xiàn)最佳通信效果[1]。伴隨短波自適應(yīng)通信技術(shù)的高速發(fā)展，許多新的通信協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)被提出,其中以第三代自動鏈路建立(3G-ALE)技術(shù)為基礎(chǔ)的第三代短波自適應(yīng)通信，由于信道利用率高、鏈路建立速度快、網(wǎng)絡(luò)容量大等特點(diǎn)，被廣泛地應(yīng)用在美軍軍用通信標(biāo)準(zhǔn)中[2]。

3G-ALE 采用呼叫信道與業(yè)務(wù)信道相分離的技術(shù)。它具體定義了5 種突發(fā)波形(BW0～BW4)用來實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的鏈路建立、信道探測、業(yè)務(wù)管理和數(shù)據(jù)傳輸。其中突發(fā)波形BW0專門用于數(shù)字通信鏈路的建立，突發(fā)波形BW1 用于完成業(yè)務(wù)管理、高速數(shù)據(jù)鏈路協(xié)議的拆鏈功能，突發(fā)波形BW2 用于高速數(shù)據(jù)的傳輸，突發(fā)波形BW3 用于低速數(shù)據(jù)的傳輸，突發(fā)波形BW4 用于低速數(shù)據(jù)鏈路協(xié)議的拆鏈。本文站在非合作通信接收的角度，針對突發(fā)波形BW0 進(jìn)行分析與研究，提出了一種基于滑動FFT 的快速相關(guān)檢測捕獲技術(shù)、基于前置解擴(kuò)的解調(diào)技術(shù)、Viterbi 譯碼算法的接收方案，有效地完成突發(fā)信號BW0 的接收。

1 信號模型

突發(fā)波形BW0 完成3G-ALE 鏈路的建立，傳輸鏈路建立過程中的信號。它包含了保護(hù)序列(TLC/AGC)、探測報頭序列(PRE)和建鏈載荷數(shù)據(jù)序列(DATA)。

其中保護(hù)序列(TLC/AGC)用于通信接收端的自動增益控制，來保證探測序列輸入時達(dá)到相應(yīng)的平穩(wěn)狀態(tài)，該序列不需要復(fù)合偽隨機(jī)序列，直接進(jìn)行8PSK 調(diào)制；探測報頭序列(PRE)用于實(shí)現(xiàn)信號的捕、波形識別與同步；建鏈載荷數(shù)據(jù)序列用于攜帶交互作業(yè)的協(xié)議比特信息，經(jīng)過鏈路層的編碼后，進(jìn)行8PSK 調(diào)制。

突發(fā)波形BW0 產(chǎn)生的框圖如圖1 所示。

圖1 突發(fā)波形BW0 產(chǎn)生框圖

26 位的一串比特流數(shù)據(jù)構(gòu)成完成的鏈路協(xié)議信息。協(xié)議中BW0 采用編碼效率r=1/2、約束長度為m=7的(2,1,7)的卷積編碼，攜帶的26 位協(xié)議信息經(jīng)過卷積編碼后輸出52 位序列。突發(fā)波形BW0 采用4×13 的塊交織編碼，將信道造成的突發(fā)錯誤離散成隨機(jī)錯誤，提高錯誤的檢測糾正率。類似直接序列擴(kuò)頻，突發(fā)波形BW0 采用Walsh 正交擴(kuò)頻，降低通信對信噪比的要求，每4 位序列映射為一組64 符號的正交序列。Walsh 正交擴(kuò)頻調(diào)制器每取出4 位序列就映射為64 符號序列，經(jīng)過擴(kuò)頻處理后，從塊交織器輸入的52 位序列映射為832 符號的擴(kuò)頻序列。采用256 符號長度的八進(jìn)制偽隨機(jī)擾碼序列進(jìn)行加擾。26 位鏈路協(xié)議信息經(jīng)過鏈路層編碼后變成832 符號的八進(jìn)制載荷數(shù)據(jù)序列，按照協(xié)議標(biāo)準(zhǔn)其前后面分別添加相應(yīng)的保護(hù)序列和探測報頭序列，最后形成1472 個符號的BW0 序列，再進(jìn)行8PSK調(diào)制發(fā)射出去。美軍標(biāo)MIL-STD-188-141B 中對編碼器的結(jié)構(gòu)、編碼的方式及相應(yīng)的固定序列均有明確規(guī)定[3]。

發(fā)射的突發(fā)波形BW0 信號可表示為：

其中fc為發(fā)射射頻載波頻率；b(t)為基帶偽隨機(jī)擾碼信號；w(t)為基帶正交擴(kuò)頻信號。

b(t)基帶偽隨機(jī)擾碼信號表示為：

其中φ(t)表示為擾碼序列映射的相位信息。

基帶的正交擴(kuò)頻信號w(t)可表示為：

式中Wi(t?mNTb)是由4 比特信息Qi(m) 映射為64 符號長度的Walsh 正交擴(kuò)頻序列，N=64為正交擴(kuò)頻序列的符號長度，Tb為單位符號周期[4]。

理論上對突發(fā)波形BW0 信號進(jìn)行相關(guān)解擴(kuò)處理，獲得的擴(kuò)頻處理增益為：

2 接收端關(guān)鍵技術(shù)

■2.1 檢測捕獲技術(shù)

根據(jù)突發(fā)波形BW0 特征的分析，它采用了偽隨機(jī)序列作為保護(hù)序列(TLC)，而隨機(jī)序列都具有尖銳的自相關(guān)特性。因此可以利用特征序列構(gòu)建突發(fā)信號波形的模板，通過檢測接收信號與本地模板的互相關(guān)特性實(shí)現(xiàn)BW0 的自動檢測捕獲。在實(shí)際信號接收中，考慮頻差的影響，本文采用滑動FFT 相關(guān)算法完成信號的檢測捕獲[5]。

假設(shè)接收的信號為r(t)：

其中，fc表示接收端的載波頻率，θ1表示接收端的載波相位,c(t)表示信息的碼元序列，接收的信號為r(k)：

假設(shè)本地載波為fo，則本地序列表示為，用本地序列與接收共軛相乘得到：

?f=fc-f0收發(fā)雙方存在的頻差，?θ=θ1?θ0為固定相差。當(dāng)本地序列與接收序列相同時即m=k，c(k)c*(m)=1時，對Z(k)做FFT 變換出現(xiàn)明顯的單音譜峰，通過檢測譜峰出現(xiàn)的起始時刻就可以完成信號檢測與捕獲。同時，通過譜峰位置計算可以完成的載頻的粗估計。為了提高載頻頻率的估計精度，采用文獻(xiàn)[6]中基于頻譜內(nèi)插的高精度載頻估計算法完成載頻的精估計。在實(shí)際信號接收中，為了提高信號檢測的正確率，本文中采用恒虛警檢測技術(shù)來消除固定判決門限對檢測的影響。具體的基于滑動FFT 的檢測捕獲實(shí)現(xiàn)框圖見圖2。

圖2 滑動FFT 相關(guān)檢測捕獲算法流程

根據(jù)接收到真實(shí)突發(fā)波形BW0 信號，利用滑動FFT 相關(guān)檢測捕獲算法完成突發(fā)波形特征的檢測，當(dāng)信號捕獲后，有明顯的相關(guān)峰。圖3 為基于滑動FFT 的突發(fā)波形BW0 的檢測捕獲。

圖3 基于滑動FFT 的突發(fā)波形BW0 檢測捕獲

■2.2 位同步方法

捕獲到探測報頭的初始位置，僅僅是完成定時的粗同步，可以判斷出碼元的初始位置，但無法精確地判斷碼元的最佳采樣點(diǎn)位置，會造成后端的解擴(kuò)解調(diào)模塊無法有效工作。因此通過對粗同步點(diǎn)前后一個碼元時寬的多個采樣點(diǎn)(TR/Ts)進(jìn)行滑動FFT 相關(guān)運(yùn)算，獲取相關(guān)峰最大值的時刻得到位同步的值，每次滑動的最小間隔為1/Ts，Ts為采樣間隔，TR為碼元周期。

■2.3 前置解擴(kuò)式解調(diào)方法

3G-ALE 信息解調(diào)根據(jù)解擴(kuò)處理的時機(jī)分為兩類。一類是先進(jìn)行8PSK 碼元解調(diào)，再對信息碼元做解擴(kuò)處理，實(shí)現(xiàn)信息的恢復(fù)，稱為后置解擴(kuò)式解調(diào)算法[7]。這類方法由于先進(jìn)行8PSK 信號碼元解調(diào)，相當(dāng)于對寬帶擴(kuò)頻信號進(jìn)行處理，無法充分利用解擴(kuò)的處理增益。在低信噪比下環(huán)境中，3G-ALE 信號的信息解調(diào)正確率較低。另外一類算法是避開了信號碼元解調(diào)，在基帶信號上直接進(jìn)行相關(guān)解擴(kuò)，稱為前置解擴(kuò)式解調(diào)算法，這一類算法可獲取擴(kuò)頻處理增益，因此能夠有效地提高鏈路信息解調(diào)正確率。

根據(jù)3G-ALE 標(biāo)準(zhǔn)協(xié)議中已知的偽隨機(jī)擾碼序列，進(jìn)行8PSK 調(diào)制生成基帶的擾碼信號 b(t)，對接收的基帶信號r(t)做解擾處理如下：

式中τ表示同步誤差。根據(jù)標(biāo)準(zhǔn)協(xié)議中已知的Walsh序列，8PSK 調(diào)制生成16 種對應(yīng)的基帶本地信號，然后對接收的64 符號長度的基帶信號s(t)，做16 次相關(guān)運(yùn)算，通過相關(guān)運(yùn)值的大數(shù)判決完成相關(guān)解擴(kuò)，從而完成鏈路信息的解調(diào)[8]。m次相關(guān)解擴(kuò)處理得到的第i個相關(guān)值為：

式中U(t)為寬度NTB的矩形窗函數(shù)。

■2.4 截尾卷積碼譯碼

Viterbi 譯碼是基于卷積網(wǎng)格圖的最大似然譯碼算法，它分為硬判決和軟判決兩種，由于軟判決的輸入級數(shù)較高，故軟判決的譯碼性能較高。為了提高系統(tǒng)誤碼性能，本文利用解擴(kuò)得到的比特軟值，采用有效的環(huán)繞Viterbi 譯碼算法完成譯碼[9]。環(huán)繞Viterbi 譯碼算法的核心就是采用迭代處理，以提高路徑的判決依據(jù)，最終選擇出首尾狀態(tài)相同約束條件下具有最小的分子度量的路徑[10]。解擴(kuò)軟比特值與環(huán)繞Viterbi 譯碼算法(WAVA)的結(jié)合體現(xiàn)在譯碼算法的分支度量計算方面。該算法不僅僅比硬判決的Viterbi 譯碼算法性能要好，而且還能有效克服了最大似然算法運(yùn)算量大的缺點(diǎn)。具體的譯碼過程參考文獻(xiàn)[11]。

3 接收方案的實(shí)現(xiàn)

對接收信號進(jìn)行數(shù)字下變頻，提取基帶IQ 信號數(shù)據(jù)，首先利用TLC 序列構(gòu)建本地特征波形，在FPGA 中采用基于滑動FFT 的相關(guān)檢測技術(shù)，完成突發(fā)波形BW0 檢測與捕獲，同時完成信號載頻高精度估計與位同步，并將同步后的IQ 基帶打包送給后端的CPU 處理模塊。在CPU 處理模塊中，首先將3G-ALE 基帶截獲信號進(jìn)行解擾碼運(yùn)算，采用基于前置解擴(kuò)的解調(diào)算法獲得比特值，在通過解交織和糾錯譯碼等算法處理，實(shí)現(xiàn)將得到的比特值恢復(fù)為26bits 鏈路協(xié)議信息。具體實(shí)現(xiàn)的處理框圖如圖4 所示。

圖4 突發(fā)波形BW0 的接收處理框圖

4 結(jié)論

短波突發(fā)波形BW0 在3G-ALE 系統(tǒng)中用來實(shí)現(xiàn)鏈路的建立，對整個通信系統(tǒng)起著關(guān)鍵作用。本文從信號接收的角度出發(fā)，研究了3G-ALE 協(xié)議中BW0 信號模型，提出一種基于前置解擴(kuò)的短波3G-ALE 信號接收方案。該接收方案采用了基于滑動FFT 快速相關(guān)檢測捕獲技術(shù)、前置解擴(kuò)式解調(diào)技術(shù)、Viterbi 譯碼等技術(shù)。該算法實(shí)現(xiàn)簡單，性能良好，在信號處理平臺上完成了相關(guān)算法的實(shí)現(xiàn)，信號接收實(shí)驗(yàn)證明，當(dāng)信噪比不低于-12dB 時，可以有效地完成突發(fā)波形BW0 的接收，恢復(fù)出協(xié)議數(shù)據(jù)單元。此外該方案對3G-ALE信號干擾效果的評估也有一定的參考價值。